VIENNA整流器PFC控制的設計與實現

許繼電源有限公司 張 勇 張曉麗 王卓琳 古韶輝 吳 昊

VIENNA整流器PFC控制的設計與實現

許繼電源有限公司 張 勇 張曉麗 王卓琳 古韶輝 吳 昊

伴隨著電力電子技術不斷發展,電力電子裝置的應用日益廣泛,隨之也給電網帶來了諧波污染。具有功率因數高,輸入電流諧波小,開關損耗低、穩定性強等優勢的VIENNA整流器拓撲電路應運而生。本文基于VIENNA整流器拓撲電路可以工作在較高的開關頻率下,采用DSP實現PFC控制,合理的設計了主回路參數和PFC環路。最后通過試驗表明,在雙閉環控制策略下, VIENNA整流器PFC控制系統具有諧波含量低、功率因數高、動態性能良好的特性。

電力電子;諧波污染;VIENNA整流器;PFC控制;DSP

0 引言

VIENNA整流器拓撲電路由Kolar J。W等學者提出,此電路使用得功率器件少,功率開關管承受一半的母線電壓,減小了功率器件耐壓值,提高產品輸出效率[1]。VIENNA整流器拓撲電路可以應用在不間斷電源、航空電源、風力發電、光伏發電、電動汽車充換電站、工業變頻器等領域。本文在VIENNA整流器拓撲結構的基礎上完成了功率主回路和DSP數字芯片控制算法的實現,制作一臺6KW試驗樣機。

1 VIENNA整流器工作原理

圖1 VIENNA整流器拓撲原理圖

VIENNA整流器拓撲電路原理圖如圖1所示,其中Va、Vb、Vc是三相交流輸入, La、Lb、Lc是升壓電感,L1、L2、L3是濾波電感,快速恢復二極管(D1～D6)構成不控整流橋,有源濾波部分由三個雙向功率開關管(Qa1～Qa2、Qb1～Qb2、Qc1～Qc2)星形連接實現三電平輸出,同時還有兩個正負母線電容C1、C2及RL電阻組成[2]。

圖2 PFC主拓撲控制結構框圖

PFC主拓撲控制結構框圖如圖2所示:Va、Vb、Vc三相輸入經過EMI濾波然后經過升壓電感,由DSP芯片的模數轉換接口采樣到芯片內核中,然后通過電壓反饋補償器,輸出反饋電壓信號 ,隨后通過乘法器將反饋電壓信號與輸入電壓的全波波形相乘,得到整流之后的電流參考值。在PFC電流合成器中還同時完成了電壓全波整流值的平方電路與除法功能,以便提高輸入電壓動態響應速率,適應寬輸入電壓范圍及電壓浮動較大的應用場所。在PFC控制環路中采用的是德州儀器公司的32位片內閃存的TMS320F2803DSP芯片,此芯片具備雙核CPU,符合本文所需的控制邏輯,一個CPU負責保護及快速采樣計算和電壓環路,另外一個負責電流環和EPWM功能[3]。

文中所述的VIENNA整流器主要采用雙閉環控制策略,即內環電流環外環電壓環,采用PI控制算法進行實現。電流環路通過平均值電流控制,通過電流環路對采樣的電流進行快速處理,以便其能夠更快的跟蹤指令電流,以此獲得更加理想的電流波形,此種電流環路調節動態響應速度快,調節精度準確,容易獲得穩定電流[4][5]。

2 系統主功率回路參數設計

2.1 主回路參數設計

針對圖1中的VIENNA整流器拓撲電路中的元器件進行型號選擇與參數設計。

2.1.1 BOOST升壓電感選擇

帶滿載時,當輸入電壓最低,這時流過電感電流最大:

輸入電流最大時對應占空比:

我們取電感的電流紋波系數值為0.2,選擇鐵氧體磁芯,磁飽和密度為0.4T(100℃),計算所需電感值:

2.1.2 肖特基二極管的選取

MOSFET關斷時,二極管中有電流流過,該電流即是電感電流。考慮設計1.5倍的裕量。此時應有:

根據計算結果,選用GREE公司肖特基快速恢復二極管C4D0812060R070P6,其承受電壓Vrrm=1200V。

2.1.3 功率開關管MOSFET選取

當開關管關斷時,電感電流流過功率二極管,此時Vds承受最大反向壓力。考慮設計1.5倍裕量選取功率開關管。

本產品采用型號為IPW60R070P6 功率開關管,其中:

2.1.4 輸出濾波電容選擇

在三相PFC環路控制中,濾波電容的容量選擇是需要根據后級能量需求及保持時間決定的。最低輸出電壓為650V,正負母線電壓為±325V:

本產品選用四個220uF/450V的電解電容進行串并聯。

2.2 PFC環路設計

2.2.1 PFC電流環路設計

在VIENNA整流器拓撲電路中,三相二極管電流對以PFC母線電容為等效基準點的兩個并聯電容組充電,并聯電容組作為負載電源,根據基爾霍夫電流定律,流入PFC電容電流和流出PFC電容電流關系是2/3.PFC電流環路傳遞函數如圖3所示:

圖3 PFC電流環路傳遞函數

2.2.2 PFC電壓環路設計

PFC電壓環在能夠確保隨負載變換時輸出電壓穩定的同時帶寬還應足夠低,促使當頻率大于100Hz時環路增益足夠低,減小母線電容在100Hz附近時電壓紋波對輸入電流的影響。若電壓環路控制不當,該調節會引起輸入電流的嚴重畸變,另外過低的電壓環路帶寬也會導致電壓動態調節過慢,所以在盡量滿足THD要求的狀況下可以適當放寬電壓環路帶寬[6]。PFC電壓環路傳遞函數如圖4所示:

圖4 PFC電壓環路傳遞函數

2.2.3 輸出電壓偏壓環路設計與實現

經過整流橋之后,輸出直流母線電壓有正有負,所以要控制母線電壓正負平衡,考慮引入一個比例參數。計算公式如下:

母線電壓調節環路是比例環節,即存在靜差調節,所以即使環路最終調節穩定的狀況下,母線電壓依舊會存在一定偏差,如果K值越大,輸出也就越大,調節能力也就越強,這樣能保持較好的母線電壓平衡度,但這樣做也會導致輸入電流諧波的增加,會影響到THD指標。由上述可以,我們需要在THD與母線電壓平衡之間做出平衡[7]。

為了消除母線電壓之間靜差,使用PI調節來代替P調節,但在積分環節存在退飽和現象,對于不停變化的系統來說,積分的響應速度慢,可能導致超調或者欠調節,從而可能導致正負母線一直處于偏壓狀態。所以,我們最終采用純比例調節控制PFC母線電壓的平衡。偏壓環控制流程圖如圖5所示:

2.2.4 電流超前相位補償

PFC控制環路采用內環電流環,外環電壓環控制,三相PFC每一相都和單相Boost電路的控制方式相似。單相BoostPFC原理框圖如圖6所示:

圖5 偏壓環控制流程圖

圖6 單相BoostPFC等效原理框圖

電流超前相位補償函數是H(c),其數字化后的函數如下所示:

可以把Hc(s)取到Hc1(s)處,Hc1(s)= Hc(s)*Hi(s)簡化后可得:

在電流環計算結果Piout上減去前邊的前饋量Kc*Vin,其中輸入電壓Vin和輸出電壓Usum都是實際值,所以在我們用采樣值進行計算時,需要還原采樣系數。輸入電壓Vin用DSP芯片采樣減去中點矯正的值,PFC電壓Usum用采樣濾波后的值。

3 實驗結果驗證及分析

根據上述的整流器拓撲電路及控制策略設計并制作一臺6KW樣機。產品參數如表1所示:

表1 產品參數

實驗使用測量儀器有橫河DLM2024示波器、安捷倫數字表Agilent 34401A、橫河WT1800功率分析儀、艾德克斯電子負載。實驗驗證輸入電壓與輸入電流、輸出電流諧波畸變率和不同負載等級下產品效率技術指標。

(1)輸入電壓與輸入電流波形如圖6所示:CH1通道電壓波形, CH2通道電流波形,CH1-U相輸入電壓(100V/div)、CH2-U相輸入電流(5A/div)。

圖7 輸入電壓與電流波形波形

(2)輸出ATHD波形如圖8所示:I2-U相輸入電流,I3-V相輸入電流,I4-W相輸入電流輸入,注:Element2、Element3、Element4通道有效。

圖8 輸出電流Ithd波形

(3)在額定輸入電壓380V下,不同負載等級下產品的效率、功率因數如表2所示:

表2不同負載等級下產品的效率、功率因數。