中高壓直流輸出的固態變壓器研究

摘 要：文章針對高壓交流輸入、高壓直流輸出的固態變壓器的拓撲及控制展開研究。文章所提拓撲的連接方式為輸入串聯輸出串聯（ISOS），實現了中高壓直流輸出，建立了連續時間域的小信號數學模型，提出電壓均衡控制策略。最后，利用MATLAB對所提拓撲及控制策略進行仿真，仿真結果驗證了文章方案的正確性。

關鍵詞：輸入串聯輸出串聯；直流輸出；級聯H橋；LLC；固態變壓器

引言

隨著電力電子技術和半導體領域的發展，直流輸配電與交流輸配電相比，有線路成本低、損耗少、提供的電力更為可靠、清潔能源以及儲能裝置系統與電網連接成本低等優點，這促使直流輸配電技術逐漸得到了廣泛應用[1]。

為最大限度地達到分布式能源的作用和效果，直流配電網主要以直流微網的形式運行[2]。要把直流微網連接進入配網和實現不同種電壓等級的直流配網之間的連接，必將遇到直流能量的轉換。與交流配網不同，直流配網不能通過電磁感應的原理來實現電壓的調節，而必須使用以電力電子技術為基礎的功率變換器達到電壓調節和輸送功率，主要的途徑是運用固態變壓器（solid state transformer-SST）實現高頻變換和功率流動的調節以及電壓的變換，同時在電氣上也實現了隔離[3]。

因此，研究中高壓直流輸出的固態變壓器顯得尤為重要。文章提出了適用于中高壓直流配電的固態變壓器拓撲結構，并給出了兩部分的控制策略，并通過仿真驗證了文章的正確性。

1 拓撲結構及控制策略

主電路拓撲如圖1所示，為單相電網模塊級聯示意圖。前級為級聯H橋整流（CHMC），后級為雙向LLC諧振變換器。

級聯H橋整流結構是多電平拓撲結構，目前的多電平的PWM調制策略主要有：階梯波調制法和特定諧波消除脈寬調制法、諧波注入式脈寬調制、開關頻率優化脈寬調制、空間矢量調制法和三角載波SPWM調制法等。而文章的級聯型多電平整流器采用三角波載波移相SPWM調制法。

載波移相SPWM調制的基本原理：將n個相同模塊串聯，設置相同的開關周期、頻率調制比k和幅度調制比m，并使用同一個正弦調制波；相鄰模塊的載波之間有移相角，分別移相360°/n。各模塊產生的SPWM脈沖的基波的相位、幅值均相同，且脈沖不重合，因此輸出電壓疊加的信號的等效開關頻率大大提高?？稍诓惶岣唛_關頻率的前提下，減少輸出諧波。文章以三個模塊串聯構成的固態變壓器為例。每個模塊采用雙極性調制，模塊間載波相移120°，交流側輸出電壓為七電平的SPWM波形。這種控制策略相對簡便，同時使拓撲的等效開關頻率成倍增加，并有較好的諧波特性。

SST對電能質量有較高的要求，因此需要對系統進行閉環控制，使得輸入電流保持較高的正弦度。直接使用傳統的PI控制器，對直流量產生無窮大的增益，在工頻下增益有限，這將產生靜差，不能實現系統對電流的精確控制，并需要進行控制器校正。文章采用基于單相d-q矢量變換的控制策略，此方案與三相d-q矢量坐標變換類似，通過虛擬正交變換，即采用另一個與原電路所有參數相同的電路，其交流量相位滯后原電路90°的方法。旋轉坐標系下的兩個直流分量來表示靜止坐標系下的正弦交流量，然后就可以利用傳統PI調節器實現對交流電流的無靜差控制。在αβ靜止坐標系下，將正弦量作為α軸分量，將虛擬的余弦量作為β軸分量，構成旋轉向量X，通過坐標變換，構造與X同步旋轉的dq坐標系，則旋轉向量X與dq坐標系相對靜止。

單相dq坐標變換的公式為：

通過小信號分析，可得小信號數學模型：

由上式可求出控制對象，進而設計控制器。

CHMC的控制策略采用文獻[5]所提出的，并加以改進。在控制策略框圖中，整流橋直流側電容電壓平衡控制是基于dq矢量控制，本平衡策略主要調節da1，da2，da3來達到各H橋間有功功率的分布。dd，dq是單相dq矢量解耦控制計算出來的，Vh1，Vh2與基準電容電壓比較，再經過PI調節器產生Δdd1，Δdd2，分別與dd疊加，產生1，2兩H橋的控制信號dd1，dd2；對于第三個H橋，Δdd3=- Δdd2-Δdd1，這樣就不會影響總電壓環的控制。

對于雙向LLC諧振變換器，應用擴展描述函數法對電路拓撲進行小信號建模，可得到其狀態空間模型。從控制到輸出的傳遞函數表達式為[4]：

雙向LLC變換器的控制策略采用同一占空比的頻率調制。當雙向LLC變換器采用ISOS連接，且各變換器采用相同的驅動信號時，其輸入和輸出電壓均具有自然均衡特性。因此，在前級CHMC環節的控制下，已經達到了三模塊電容電壓的均衡，即雙向LLC環節的輸入電壓均相同，在此情況下，只需控制總的串聯輸出電壓，各個LLC部分的輸出電壓均相同。

2 仿真驗證

根據文章所提拓撲及控制策略，用MATLAB搭建仿真模型。仿真的主要參數為：固態變壓器功率10kW，交流輸入660V，高壓直流電容電壓400V，整流級濾波電感21mH，級聯H橋開關頻率15kHz，低壓直流電容電壓160V，輸出直流電壓480V。圖2、3所示結果驗證了方案的可行性。

參考文獻

[1]Song Q， Liu W， Li X， et al.A steady-state analysis method for a modular multilevel converter[J].IEEE Transactions on Power Electr

onics，2013，28（8）：3702-3713.

[2]吳衛民，何遠彬，耿攀，等.直流微網研究中的關鍵技術[J].電工技術學報，2012，27（1）：98-107.

[3]Pereda J，Dixon J. High-frequency link：a solution for using only one DC source in asymmetric cascaded multilevel inverters[J].IEEE Transac

tions on Industrial Electronics，2011，58（9）：3884-3892.

[4]胡壽松.自動控制原理（第四版）[M].北京：科學出版社，2001.

[5]Xu She，Alex Q. Huang，Tiefu Zhao.Coupling Effect Reduction of a Voltage-Balancing Controller in Single-Phase Cascaded Multilevel Converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，8（27）.