基于boost電路的車載充電機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

趙子睿，王 艷，劉 湘

（北京交通大學(xué) 電氣學(xué)院，北京 100044）

基于boost電路的車載充電機(jī)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

趙子睿，王 艷，劉 湘

（北京交通大學(xué) 電氣學(xué)院，北京 100044）

本文以實(shí)現(xiàn)車載充電機(jī)對(duì)電池快速充電為目的，應(yīng)用簡(jiǎn)單的boost電路，設(shè)計(jì)了充電機(jī)功率因數(shù)校正控制策略，并計(jì)算出電路參數(shù)，最后研制了一臺(tái)額定輸出功率為8 kW的樣機(jī)，實(shí)現(xiàn)了對(duì)電池的直流脈沖充電.樣機(jī)具有性能優(yōu)良，安全可靠的特點(diǎn)。

車載充電機(jī)；boost電路；功率因數(shù)校正；直流脈沖充電

在能源緊缺和環(huán)境污染的巨大壓力下，以電力作為驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)動(dòng)力源的電動(dòng)汽車逐漸替代傳統(tǒng)汽車已成為必然趨勢(shì)，續(xù)航里程是判斷電動(dòng)汽車性能的重要指標(biāo)之一[1]，大容量的電池要想在較短時(shí)間內(nèi)獲得足夠的能量需要車載充電機(jī)提供，因此，車載充電機(jī)的優(yōu)良性能決定著電動(dòng)汽車的續(xù)航里程[2]。

文中重點(diǎn)分析了車載充電機(jī)功率因數(shù)校正的原理、主電路設(shè)計(jì)，最后組裝了一臺(tái)樣機(jī)，對(duì)電池實(shí)現(xiàn)了快速平穩(wěn)充電。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示該充電策略可實(shí)現(xiàn)對(duì)電池直流脈沖充電，而直流脈沖充電比較適合鋰離子動(dòng)力電池的充電，它能有效的消除電池極化的影響[3]，提高充電電流和充電效率，實(shí)現(xiàn)快速充電。

1 功率因數(shù)校正原理分析

功率因數(shù)校正（Power Factor Correction，PFC）可將輸入電流波形校正為正弦波或接近正弦波，且使輸入電流與輸入電壓同相位[4]。Boost型電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，整流橋輸出端接升壓電感，升壓電感可作為濾波器抑制干擾噪聲，還可防止電網(wǎng)浪涌電流的高頻瞬態(tài)沖擊[5]；輸出電壓高于輸入電壓峰值，可允許較大范圍的輸入電壓；開關(guān)器件的電壓應(yīng)力小于輸出電器件選擇上成本變低[6]。因此為了使輸入電流諧波滿足要求，采用Boost型升壓電路，可兼顧功率因數(shù)校正及升壓兩種功能[7]，其典型應(yīng)用如圖1所示。

圖1 典型的Boost有源PFC電路

2 功率因數(shù)校正控制策略

在Boost電路中，流過電感的電流有連續(xù)和斷續(xù)兩種不同的形式，因此電流波形的控制也對(duì)應(yīng)兩種不同的方法：采用電壓跟隨器控制電感電流不連續(xù)的導(dǎo)通模式（DCM）；采用乘法器控制電感電流連續(xù)的導(dǎo)通模式（CCM）[8]。通常在200 W以下的場(chǎng)合中使用，對(duì)于功率在200 W以上的場(chǎng)合多采用CCM[9]。CCM的工作機(jī)理是：將采樣得到的輸出電壓和輸入電流作為反饋量，計(jì)算出給定量與反饋量的偏差，通過偏差進(jìn)行運(yùn)算進(jìn)而控制開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖，調(diào)整其開通和關(guān)斷的時(shí)間[10]。CCM模式下選擇平均電流的控制方法，其抗噪能力強(qiáng)[11]。

由于輸出直接作用于電池充電，因此反饋量修正為輸出電流和輸入電流。平均電流控制的單相Boost型PFC的原理如圖2（a）所示。PFC輸出電流Io和給定電流Iref的誤差放大信號(hào)與整流電壓經(jīng)采樣環(huán)節(jié)1/K后的值送入乘法器，二者乘積作為電流基準(zhǔn)，輸入電流被直接檢測(cè)，與基準(zhǔn)電流進(jìn)行比較，放大后的平均電流誤差信號(hào)與給定的鋸齒波比較后，為開關(guān)提供PWM信號(hào)，電流誤差被快速且精確的校正，完成電路的雙閉環(huán)控制。內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，使電流信號(hào)跟蹤電壓信號(hào)，進(jìn)而提高功率因數(shù)；由于負(fù)載接電池只需控制輸出電流即可，因此外環(huán)經(jīng)改進(jìn)同為電流環(huán)，主要作用是穩(wěn)定直流輸出。由于電流環(huán)有較高的增益帶寬，該控制方法能夠快速地實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)跟蹤[12]。

平均電流控制的電感電流如圖2（b）所示。將電感電流的平均值，即乘法器的輸出信號(hào)作為平均電流信號(hào)[13]。將電感電流采樣信號(hào)與平均電流信號(hào)相比較，當(dāng)大于平均電流信號(hào)時(shí)，開關(guān)斷開，電感開始放電，電感電流下降；當(dāng)小于平均電流信號(hào)時(shí)，驅(qū)動(dòng)開關(guān)開通，電感充電，電感電流上升[14]。不斷重復(fù)這一過程，最終使得輸入電流跟蹤輸入電壓變化，完成功率因數(shù)校正。

圖2 平均電流模式控制的PFC的電路圖

3 主電路的參數(shù)計(jì)算與元件選擇

圖3 主電路接線圖

EMI濾波：選擇電壓220（±15%）V，電流100 A的濾波模塊。可使50 Hz低頻電流流過，而流過高頻電流時(shí)產(chǎn)生高阻抗，可抑制電網(wǎng)和電源內(nèi)部之間的干擾。

整流模塊：輸入市電波動(dòng)范圍為±15%，因此最大反向電壓VRM=220*（1+15%）=357 V，最小輸入電壓有效值為Vinacmin=220*（1-15%）=187 V，最大輸出功率為Pout=9 kW，系統(tǒng)效率η≥90%，則整流橋最大輸入電流有效值Iinacmax=η*Pout/Vinacmin=43.32A，需預(yù)留一定的裕量，故選擇電壓800 V，電流100 A的整流模塊。

L1：經(jīng)過整流后的直流電壓的平均值 Vi= 220*0.9=198 V，占空比D=1-Vi/Vo，Vomax=360，故最大占空比Dmax=0.45，由于功率守恒Vi*IL=Uo*Io，IL= Vo*Io/Vi=Io/（1-D），在電感電流連續(xù)的條件下，電感平均電流IL=0.5ΔI=0.5Vi*T*D/L，f=20 kHz，故L=Vi*D*（1-D）/（2f*Io）＞62 μH，我們?cè)O(shè)定電感電流的波動(dòng)范圍在±3 A內(nèi)，又考慮到電感電流紋波，留有一定裕量，樣機(jī)實(shí)驗(yàn)上選擇1.35 mH電感，并在電感外部放置一個(gè)防護(hù)罩，防止電磁干擾[15]。

VD：當(dāng)開關(guān)管VT1導(dǎo)通時(shí)，二極管馬甲反向截止，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，二極管正向?qū)ǎ鬟^的最大電流為電感電流的峰值。考慮裕量后選擇電壓600 V，電流100 A的快恢復(fù)二極管。

C1：為保證整流濾波后的直流電壓最小值符合要求，并且限制整流濾波后輸出電壓的紋波，電容值和輸出功率的關(guān)系可取為1 μF/W，電容取值約為9 000 μF，因此可選擇兩個(gè)450 V/4 700 μF的電解電容并聯(lián)。

VT1：考慮到電壓波動(dòng)，最大輸出電壓可達(dá)近400 V，流過的電流峰值為70 A，留有一定裕量，選擇耐壓800 V，電流100 A的IGBT。

CS1、CS2：霍爾電流傳感器，采集電流進(jìn)行PI調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)雙環(huán)反饋。

4 系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)

4.1 整體結(jié)構(gòu)

本車載充電機(jī)是以TMS320F2812最小系統(tǒng)為核心，信號(hào)調(diào)理電路、IGBT驅(qū)動(dòng)電路、CAN通訊電路等為外圍電路，對(duì)主電路的輸出電流和電壓、PFC電感電流和電壓采樣，送到DSP的AD端，BMS給定控制信號(hào)后數(shù)據(jù)在DSP內(nèi)進(jìn)行運(yùn)算，計(jì)算對(duì)應(yīng)的占空比，將得到的數(shù)據(jù)存入EVA（EVB）的比較器，獲得PWM控制信號(hào)，再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換電路傳給IGBT驅(qū)動(dòng)電路，實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)管通斷的控制，從而完成對(duì)車載充電機(jī)的控制。控制系統(tǒng)框圖如圖4所示。

圖4 控制系統(tǒng)框圖

4.2 軟件設(shè)計(jì)

PFC控制程序流程圖如圖5所示。

圖5 PFC程序流程圖

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上述研究和計(jì)算，制作了一臺(tái)試驗(yàn)樣機(jī)如圖6所示，輸入電壓為220 V的交流市電，額定輸出功率為8 kW，輸出電壓360 V，開關(guān)頻率為20 kHz。

圖6 樣機(jī)圖片

圖7 輸入電壓電流波形

圖8 輸出電壓電流波形

圖7 所示為整流后的輸入電壓和電流的波形，其中通道一為輸入電壓波形（X100檔），由于加了隔離器倍數(shù)為500X，因此，電壓波形與實(shí)際值相差5倍，通道二為輸入電流波形，放大倍數(shù)剛好抵消，電流波形就是實(shí)際輸入電路，因此整流橋后的輸入電壓均方根為216.5 V，輸入電流均方根為9.86 A，輸入功率為2 134.69 W。

圖8為輸出電壓和電流波形，通道一為輸出電壓波形，均方根為334.05 V，通道二為輸出電流波形，平均值6.2 A，實(shí)際輸出2 071 W，在測(cè)量誤差基本相同的情況下算得效率為97%。

6 結(jié)束語

文中對(duì)基于boost電路的車載充電機(jī)快沖模式進(jìn)行了研究，詳細(xì)介紹了控制策略、主電路結(jié)構(gòu)以及參數(shù)選擇，并在樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，輸入電流可跟隨輸入電壓實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，輸出電流電壓穩(wěn)定，實(shí)現(xiàn)了對(duì)電池進(jìn)行直流脈沖快速充電。該充電機(jī)具有簡(jiǎn)單實(shí)用、功能完善的特點(diǎn)，但在結(jié)構(gòu)和效率上仍需進(jìn)一步優(yōu)化，本設(shè)計(jì)在實(shí)際應(yīng)用方面有較強(qiáng)的實(shí)用性和較好的發(fā)展前景。

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The design of vehicle charging system based on the boost circuit

ZHAO Zi-rui，WANG Yan，LIU Xiang
（School of Electrical Engineering，Beijing Jiaotong University，Beijing 100044，China）

The purpose of the paper is to achieve on-board charger of battery fast charging.Applied to the simple circuit of boost，the paper designed a charager power factor correction control strategy，calculated the circuit parameters，finally developed a rated output power of 8 kW prototype，and achieved the battery DC pulse charging.The prototype has excellent performance，safe and reliable characteristics.

on-board charger；boost circuit；power factor correction；DC pulse charging

TN99

：A

：1674-6236（2017）02-0101-04

2016-01-22稿件編號(hào)：201601212

趙子睿（1992—），女，黑龍江齊齊哈爾人，碩士。研究方向：電力電子與電力傳動(dòng)控制、電動(dòng)汽車充電系統(tǒng)。