一種非對稱三電平逆變器SVPWM調制方法

張宇翔　張曉榮　張海超　黃艷青　李盼菲　郭敏

摘 要： 提出一種新型的非對稱三電平逆變器，并采用空間矢量脈沖寬度調制策略作為調制方法。前級通過雙Buck變換器為后級提供四路電平，后級逆變電路包括四路三相橋臂，在不同的開關組合下工作于非對稱的三電平狀態。非對稱三電平結構降低了大電流時開關管所承受的電壓應力，降低了后級逆變電路的開關損耗。分析電路的工作原理、調制方法，在Matlab/Simulink環境下建模仿真，仿真結果驗證了該電路的有效性及其調制策略的可行性。

關鍵詞： 非對稱三電平逆變器； Buck變換器； 空間矢量脈沖寬度調制； Simulink仿真

中圖分類號： TN65?34； TM464 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）06?0159?05

Abstract： A novel asymmetric three?level inverter is proposed， in which the space vector pulse width modulation （SVPWM） strategy is adopted as its modulation method. The preceding?stage of the inverter provides four?channel levels through the dual?Buck converter for the rear stage. The rear?stage inverter circuit includes four three?phase bridge arms， and works at the asymmetric three?level state with various switching combinations. The asymmetric three?level circuit structure reduces the voltage stress of the switching tube while exerting large circuit， and switching loss of the rear?stage inverter circuit. The working principle and modulation method of the circuit are analyzed. The modeling simulation is performed with Matlab/Simulink. The circuit is effective， and its modulation strategy is feasible， which are verified with simulation results.

Keywords： asymmetric three?level inverter； Buck converter； space vector pulse width modulation； Simulink simulation

0 引 言

為了實現較寬的輸入工作電壓范圍，通常情況下逆變器前級DC/DC環節采用Boost升壓電路。Boost升壓電路的缺點也很明顯[1?2]，開關管導通時所承受的電流幅值和關斷時承受的電壓幅值較高，增加了前級電路的開關損耗，且對開關管的耐壓值等性能要求較高[3]。

提出了一種非對稱三電平逆變器，前級通過雙Buck變換器為逆變電路供電，與Boost變換器相比，降低了損耗和成本。SVPWM法能控制逆變器輸出電壓矢量使交流電機的磁通鏈軌跡接近圓形，電機轉動脈動小，逆變器諧波含量小，在線型調制區內，直流電壓利用率最高可達100%。將三相NPC型三電平逆變器的SVPWM方法引入到該電路中，設計了適用于該電路結構的五段工作模式SVPWM調制策略。最后在Matlab/Simulink環境下建模仿真分析，驗證了該新型電路的有效性及其調制策略的可行性。

1 非對稱三電平逆變電路及其工作原理

非對稱三電平逆變電路由前級變換電路和三相逆變橋路組成，如圖1所示。

前級變換電路由直流電源Vs1，Vs2，電容C1，C2和兩個Buck變化器組成。兩個變換器為后級逆變電路提供四個電平V3，V2，V1，V0，其中V3=Vs2+[VC1]為電源電壓Vs2與C1兩端電壓[VC1]之和，V2=Vs2為電源Vs2電壓，V1=[VC2]為C2兩端電壓[VC2]，V0=0。

本文提出的非對稱三電平逆變器的三相逆變部分在不同的開關組合下工作于不同的三電平狀態，以a相為例分析其工作原理：

當開關管Ta1導通時，逆變器輸出電壓為V3，稱此為P狀態；當開關管Ta2導通時，由于Da1的作用，電流只能由電源側流向輸出側，逆變器輸出電壓為V2，稱此為O+狀態；當開關管Ta3導通時，由于Da2的作用，電流只能由輸出側流向電源側，逆變器輸出電壓為V1，稱此為O-狀態；當開關管Ta4導通時，逆變器輸出電壓為V0，稱此為N狀態。

因此，當a相電壓相對于參考電壓為正時，開關管Ta1，Ta2，Ta4交替導通、開關管Ta3一直關斷，逆變器輸出電壓在V3，V2，V0之間切換；當a相電壓相對于參考電壓為負時，開關管Ta1，Ta3，Ta4交替導通，開關管Ta2一直關斷，逆變器輸出電壓在V3，V1，V0之間切換。由此可見，新型逆變電路在正、負半周工作于不同的三電平狀態，因而稱其為非對稱三電平逆變器。

2 空間矢量脈沖寬度調制策略

2.1 非對稱三電平逆變器的電壓空間矢量及其分布

非對稱三電平逆變器SVPWM方法[4?6]的思想是：先假定P，O+，O-，N狀態均成立，畫出SVPWM分布圖，再在分布圖中找出O+，O-狀態不同時存在的區域，剔除這些區域中不可以用的矢量，最后用可用矢量合成參考電壓矢量，如表1所示。

基于三相NPC型三電平逆變器SVPWM的基本原理[7?8]，設相電壓峰值為Vm，頻率為f且ω=2πf，則三相正弦參考電壓瞬時值表達式為：

[Va=Vmsin（ωt）Vb=Vmsin（ωt-2π3）Vc=Vmsin（ωt-4π3）] （1）

N為直流側電壓參考點，則其輸出電壓空間矢量為：

[VS=23（VAN+VBNej2π/3+VCNej4π/3）] （2）

由式（2）可求出不同開關狀態（P，O+，O-，N）組合下的輸出電壓空間矢量，如表1所示，有64個矢量組成，將其繪制在復平面內，如圖2所示，發現：所得圖形與三相NPC三電平逆變器的SVPWM空間矢量圖[7]相比：

（1） 中矢量的位置發生了偏移，依據O+和O-兩種狀態，分為正中矢量和負中矢量，共有12個中矢量；

（2） 短矢量有三類，第一類短矢量的長度為[2V23]，第二類短矢量的長度為[2V13]，第一類與第二類短矢量的方向與長矢量的方向一致。第三類短矢量方向與長矢量的方向不一致，稱為非標準短矢量；

（3） OOO狀態不僅是零矢量（O+O+O+，O-O-O-），也存在非零的矢量（O+O-O-，O+O+O-，O-O+O-，O-O+O+，O-O-O+，O+O-O+），稱為非零零矢量。

大區域按矢量角度每60°為一區劃分為I～VI大扇區。扇區I的電壓空間矢量分布如圖2所示（僅表征矢量相對位置），圖2中粗黑線是非標準正短矢量，灰線是非標準負短矢量。

2.2 小區域的劃分及判斷

圖3為六大扇區在三相正弦參考電壓波形圖上的位置關系[5]，由圖3可以分析出每個時刻的O所對應的狀態是O+還是O-。

結合圖2、圖3中分析可知：長度為[2V13]的短矢量（PO+O+/O-NN， PPO+/O-O-N， O+PO+/NO-N，O+PP/NO-O-，O+O+P/NNO-，PO+P/O-NO-）和零矢量（O+O+O+，O-O-O-）不符合圖3的電壓空間矢量分布，為不可用矢量。

為了算法及仿真的準確性，可將大扇區細分成10個小區域。圖4給出了扇區I的小區域劃分情況。

設參考電壓矢量在α軸和β軸上的投影分別為Vα=Vref cos θ 和Vβ=Vref sin θ，幅角為θ，矢量O+O-N與α軸的夾角為R1；矢量PO+O-與α軸的夾角為R2；Vref與 [2V2-V13，0]處相連，與α軸的夾角為γ1；Vref與[2V23，0]處相連，與α軸的夾角為γ2；Vref與（[V23]，[3V23]）處相連，與[p3]方向的夾角為γ3；Vref與[p3]方向的夾角為γ4，與[V2-V13]，[3V2-V13]處相連。

小區域判定條件的程序流程圖如圖5所示。

2.3 矢量作用次序及時間計算

矢量作用次序要遵守：基本矢量必須是該區域的可用矢量且符合鄰近三矢量合成原則，任一次開關狀態變化只能有一相橋臂的開關動作，符合三電平工作的各相不能在N，P狀態之間直接切換?？紤]到存在四個電平的情況，在一些特定的區域，允許出現兩相同時開關動作。扇區I各小區域五段工作模式的矢量作用次序，如表2所示。

由表2可知扇區I各區域內合成Vref的三個基本矢量由左至右依次是U1，U2，U3，Ts為采樣周期，代入伏秒方程組[5?7]：

[T1U1+T2U2+T3U3=TsVrefT1+T2+T3=Ts] （3）

即得三個基本矢量對應的作用時間T1，T2，T3。如圖6所示為I4區域的五段式SVPWM波形，將作用時間與矢量狀態結合得到中心對稱的五段式SVPWM波形，由此可得各相開關器件的驅動信號，如圖7所示，即可實現主電路的SVPWM控制。

在每個采樣周期內依次完成參考電壓矢量的區域判斷，矢量作用次序確定，時間計算及時間分配即可實現非對稱三電平逆變器的SVPWM控制[9?10]。分析發現Ⅲ，Ⅴ和Ⅰ扇區的矢量選取及作用次序確定方法，小區域劃分及各小區域基本矢量的作用時間完全相同，Ⅳ，Ⅵ和Ⅱ扇區的完全相同。這種規律有效地降低了算法及控制的復雜度。

3 實驗仿真

為驗證非對稱三電平逆變電路的有效性及其調制策略的可行性，如圖8所示在Matlab/Simuilink環境下建模仿真。仿真參數：V3=600 V，V2=430 V，V1=170 V，V0=0，調制波幅值Vm=311 V，頻率f=50 Hz，采樣頻率為5 kHz，負載電阻為5 Ω。

圖9是區域的判定仿真結果，可看出在一個基波周期內參考矢量依次掃過大扇區Ⅰ～Ⅵ，且在扇區Ⅰ，Ⅲ，Ⅴ內依次掃過小區域4、3、5、6、9、10，在扇區Ⅱ，Ⅳ，Ⅵ內掃過小區域10，9，6，5，3，4，與小區域的劃分相一致，驗證了Ⅰ扇區和Ⅱ扇區對稱的觀點。

圖10為逆變器輸出相電壓波形。從圖10中可以觀察到在a（b，c）相大于零時，相電壓在V3?V2?V0三個電平之間切換；在a（b，c）相大于零時，相電壓在V3?V2?V0三個電平之間切換，符合非對稱三電平逆變器的設計。降低了大電流時開關管所承受的電壓應力，降低了后級三電平逆變電路的開關損耗。

圖11分別為ab相線電壓及其諧波分布，可以看出其波形符合非對稱三電平的變化規律，由于存在四個電平，提高了算法的計算難度，所以也存在V2與V1之間的切換，電壓基波幅值為538.1[?3]Vm（538.7），正好與所想要輸出的三相電壓的線電壓峰值一致，進一步驗證了算法。

圖12為負載電壓仿真波形及其諧波分布，負載電壓與標準三相正弦電壓一致，前端的波動主要是系統本身引起的。400次以內的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion，THD）很小，僅為0.86%。

4 結 論

本文提出了一種非對稱三電平逆變器，設計了適用于該電路的五段式SVPWM調制策略，該策略對非對稱形式的多電平逆變器運用SVPWM也有一定的參考價值。調制策略能保證電路較低的開關損耗和輸出電壓電流諧波含量，區域劃分的特殊性也有效地降低了算法及控制的復雜度。該逆變器結構的后級逆變電路開關損耗小，這對進一步研究較寬工作電壓范圍、較低損耗的逆變器有重要的參考價值。最后通過Simulink仿真驗證了該電路的有效性及其調制策略的可行性。

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