多路微波功率分配器的快速設計

張文梁，于志波

(1.中華通信系統有限責任公司河北分公司，河北 石家莊 050081； 2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

多路微波功率分配器的快速設計

張文梁1，于志波2

(1.中華通信系統有限責任公司河北分公司，河北 石家莊 050081； 2.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

針對目前多路功率分配領域具有插損大、承受功率低等問題，提出了一種新穎的多路微波功率分配器的快速設計方法，使用電路和電磁場聯合仿真的方法，充分利用電路仿真軟件和電磁場仿真軟件的優點，節省仿真時間，提高仿真精度。研究了該方法在工程中存在的問題及解決辦法。制作了一個21路同軸線功率分配器樣件，對樣件進行了指標測試，驗證了這種方法的可行性，詳細分析了測試結果與仿真結果存在差異的原因。

微波；功率分配；聯合仿真；同軸線

0 引言

多路微波功率分配器是微波電路中的重要部件，在相控陣天線和功率分配等領域中有著廣泛的應用[1-2]。目前多路微波功率分配器的實現方法多采用通過級聯一分二的Wilkinson功率分配器來實現，這種實現形式具有容易實現路數為2n的多路功率分配器以及設計簡單等優點。但隨著分配路數的增加插損逐漸增大、無法承受高功率等問題一直困擾著設計師。針對這些難題，提出了同軸線形式功分器的設計方法，這種形式的功率分配器具有不受路數的限制、實現任意路的功率分配、插入損耗不會隨路數增加而增大和可以應用在大功率輸出領域等顯著優點。此外，在多路輸出時，體積上也占有優勢。

1 總體設計

設計一種頻率范圍為800～1 300 MHz的21路微波功率分配器，采用同軸線的形式實現。多路微波功率分配器的組成如圖1所示。

圖1 多路功率分配器的組成

信號由輸入端口進入網絡后，經過第一級阻抗變換器，在一級阻抗變換器的末端分支為21條二級阻抗變換器。輸入信號經過二級阻抗變換，將阻抗變換到輸出端口的50 Ω[3-4]。從信號的流程中可以看出，需要多少路輸出只需在二級阻抗變換器之間引出多少個抽頭即可。簡單和高度對稱的結構形式使功分器在多路輸出時在體積和技術指標上占優勢。

1.1 電路設計

首先根據多路微波功率分配器的輸出路數和所要求的相對帶寬來決定功率分配器所需要的阻抗變換器的級數；然后根據網絡綜合理論或者電路優化的方法來得到各級阻抗變換器的阻抗值，這一步得到的阻抗為電路電磁場聯合仿真提供初始值；最后采用電路電磁場仿真的手段得到多路微波功率分配器的結構參數[5]。

要得到多端口微波功率分配器所需要的阻抗變換器的級數和各級阻抗變換器的阻抗值，首先就是要把分配器看成是一個50～50/21 Ω的阻抗變換器(輸出的每一路都是并聯的，因此輸出端的并聯阻抗為50/21 Ω)，阻抗變換器由Z1和Z2兩級構成。查閱文獻[6]的相關部分得到所需要的阻抗變換器的級數。經過查表得知，所需要的級數為二級，但是表中沒有給出阻抗變換器的阻抗值。

阻抗變換器的特征阻抗Z1和Z2的計算以及結構的實現是多路微波功率分配器設計中的關鍵技術問題，采用電路仿真的辦法得到阻抗變換器的特征阻抗分別為20.7 Ω和103.5 Ω。

根據同軸線的阻抗公式可以計算出同軸線的結構尺寸[7]。同軸線的阻抗計算公式為：

(1)

式中，b為同軸線外徑；a為內徑；εr為相對介電常數；μr為相對磁導率。

由式(1)可以計算得出一級和二級阻抗變換器的結構尺寸。

一級阻抗變換器為均勻同軸線，因此不需要電磁場仿真，用電路仿真就可以。二級阻抗變換器為帶接頭的偏心同軸線部分，因為電路仿真里面，沒有現成的模型，因此采用電磁場仿真。值得指出的是，由于接頭效應的存在，使得一級阻抗變換器同軸線的長度不為中心頻率的1/4波長，阻抗也不為純電路仿真得到的20.7Ω[8]。

使用HFSS對帶接頭的偏移同軸線部分進行電磁場仿真，文獻[9]給出了HFSS的基本原理和使用方法。在HFSS中，對稱邊界描述了理想電壁或者理想磁壁對稱面，應用對稱邊界條件，可以使得在構造結構時僅構造一部分，這就減小了設計尺寸，降低了復雜度，縮短了求解問題的時間。帶接頭的偏移同軸電纜部分為對稱結構，它由21個完全相同的部分組成。因此在建模中只需構造偏移同軸電纜部分結構的1/21，這樣大大地節省了仿真所需要的時間[10]。HFSS里的建模模型如圖2所示。

圖2 帶接頭的偏移同軸線HFSS建模

將HFSS模型導入Ansoft的電路仿真軟件Designer中對左右2個部分進行聯合仿真優化，得到分配器右邊同軸線的長度和阻抗值。聯合仿真得到的輸入端口的回波損耗值如圖3所示，帶內優于-20dB。

圖3 聯合仿真傳輸特性

1.2 結構設計

功分器整體的結構像一個八爪魚，上面是一根較粗同軸線，下面均勻分出21根同軸線。采用如下結構形式實現。

1.2.1 阻抗變換器結構設計

二級阻抗變換器采用分開制造的結構形式。一級阻抗變換器就是一根均勻鋁棒，在其末端加工M8螺紋；二級阻抗變換器的接頭部分留有M8的螺孔。二級變換器制造完成后可以像螺釘與螺母一樣旋合在一起組成完整的功分器。此種方法降低了阻抗變換器的加工難度，提高結構尺寸的精度，保證具有良好的電性能。

1.2.2 封裝外殼結構設計

采用整體外殼封裝的形式，將功分器裝入外殼后，在二級阻抗變換器的端口安裝蓋板完成封裝。兩端采用N型頭與SMA型頭的接插件將射頻信號引出為可測試端口。

結構的電磁兼容設計是重點。文獻[11]給出了復雜電磁環境下的設計實現方法。封裝的圓形腔體在不與同軸線接觸的情況下要盡可能小，保證腔體在設計頻率范圍內不會產生自諧振現象而影響功分器的電性能[12]。采用CST微波工作室軟件能夠仿真得出腔體是內否存在自諧振現象，文獻[13]給出了CST軟件的原理和使用方法。

采用CAD軟件對結構進行設計[14]，多路微波功率分配器結構設計圖如圖4所示。

圖4 多路微波功率分配器的結構設計

2 關鍵技術及需要解決的問題

2.1 應用的關鍵技術

聯合仿真技術的應用是實現精確設計的基礎。對一級阻抗變換器進行電路仿真，對二級阻抗變換器進行電磁場仿真。將電磁場仿真的結果導入電路仿真中，將二級阻抗變換器連接起來，在包含2種仿真模式的環境里對級聯的2個阻抗變換器進行聯合優化，這樣能夠真實反映工程使用下的電磁環境。如此得到的數值雖與理論值有所差異，但卻是工程實現中的復雜電磁環境的最佳值[15]。

2.2 同軸線在封裝殼內如何固定的問題

為了穩定，同軸線必須固定在外殼上，而這個固定方式不能采用金屬件進行連接。首先，考慮使用塑料件對同軸線固定。將塑料載體放入電磁場仿真環境時發現其對整體電性能同樣會有細微影響。為了確保外界條件零影響，采用只有連接器與同軸線相連接、內部不加固定物的形式達到將其與外殼進行連接。功分器多達22個連接器(1個N型連接器和21個SMA型連接器)，而同軸線采用鋁材，重量較輕，22個連接點能夠保證同軸線在腔體內的穩定性。

2.3 射頻連接器與阻抗變換器如何連接的問題

另一個難點在于如何將射頻接插件與阻抗變換器連接并固定在外殼上。操作可行性決定了二級阻抗變換器的對外連接不能都采用焊接的方式。二級阻抗變換器很細，和SMA插頭之間除了焊接外，似乎沒有其他方法。因此，問題就聚焦在N型頭與一級阻抗變換器如何相連上。

針對此問題，選用一款型號為N-KFD105G+的N型接插件，此接插件連接段帶有螺紋。機加工時，可以在一級阻抗變換器的頂端預留螺紋孔?？傃b時，先將二級阻抗變換器與SMA型頭焊接在一起，裝入殼體后，在一級阻抗變換器端將N型頭旋入固定，由此解決安裝問題。

3 仿真結果分析

按照仿真的結構參數，實際制作了一個樣件，采用Agilent8753網絡分析儀進行測試，測試結果如圖5所示。

圖5 樣件傳輸特性測試結果

由圖5可以看出，插入損耗在頻率高端逐漸變差，1 300MHz為0.8dB；回波損耗在頻率兩端略差，800MHz為-15dB，1 300MHz為-12dB。

與仿真結果對比，850～1 250MHz頻段內二者基本一致，頻率低于850MHz與高于1 250MHz時插入損耗與回波損耗指標均有不同程度的惡化。

分析原因主要有以下3點：

① 仿真中采用的是理想端口，而在樣件中采用的是N型與SMA型接頭，接頭與阻抗線之間相連存在著阻抗不匹配性，這就導致了指標與仿真結果的差異；

② 樣件中二級阻抗變換器較細，在加工及鍍涂過程中由于操作不當等原因極易變形，變形后的二級阻抗變換器即使手動復位仍會對功分器產生影響。

③ 聯合仿真中使用的是理想電壁與理想磁壁，而在工程實現中無法達到理想狀態，同軸線之間的影響以及腔體的效應也是造成實測結果與仿真結果存在差異的原因。

4 結束語

同軸線功率分配器具有低損耗、高一致性等其他形式功率分配器所沒有的優點。提出的多端口微波功率分配器的快速設計方法，同時也是一種有足夠設計精度的設計方法，設計的產品不需要調試，節省調試時間，降低了產品的成本。該方法可廣泛應用于多路微波功率分配器的設計。

[1] 波 扎.微波工程基礎(第3版)[M].北京：電子工業出版社,2006.

[2] 杜明玉,劉 旭,白 昱.數字微波通信研究及其發展前景探析[J].移動通信,2015,39(11):55-59.

[3] 黃振興.微波傳輸線及其電路[M].成都：電子科技大學出版社，2013.

[4] 裴郁杉,胡 云,陳 丹.IP微波在網絡建設中的應用分析[J].移動通信,2015,39(24):57-61.

[5] 于志波.功率合成器/耦合器的一體化設計分析[J].計算機與網絡，2010，36(9)：66-68.

[6] 甘 本，吳萬春.現代微波濾波器的結構和設計[M].北京：科學出版社，1974.

[7]WOLFGANGJR.HoeferMicrowaveCircuitModelingUsingElectromagneticFieldSimulation[M].USA:ArtechHouse,2003.

[8] 黃玉蘭.電磁場與微波技術[M].北京：人民郵電出版社，2007.

[9] 謝擁軍，王 鵬.AnsoftHFSS基礎及應用[M].西安：西安電子科技大學出版社，2007.

[10] 周豫民，張海福.同軸—波導四路功率合成器的研制[J].無線電通信技術，2013，39(1)：77-79.

[11] 姜海玲.復雜電磁環境下射頻前端的設計與實現[J].無線電工程，2013，43(7)：32-34，40.

[12] 張 厚，唐 宏，丁爾啟.電磁兼容技術及其應用[M].西安：西安電子科技大學出版社，2013.

[13] 張 敏.CST微波工作室用戶全書[M].成都：電子科技大學出版社，2004.

[14] 王 平，田文娟.電子CAD應用教程[M].南京：東南大學出版社，2009.

[15] 敦書波，張海福.六路矩形波導功分器分析和設計[J].無線電通信技術，2013，39(2)：63-64,93.

張文梁 男，(1982—)，工程師。主要研究方向：射頻與微波。

于志波 男，(1977—)，高級工程師。主要研究方向：射頻與微波。

Fast Design of Multi-way Microwave Power Divider

ZHANG Wen-liang1，YU Zhi-bo2

(1.ChinaCommunicationsSystemCo.,Ltd.HebeiBranch,ShijiazhuangHebei050081,China; 2.The54thResearchInstituteofCETC,ShijiazhuangHebei050081,China)

Aiming at the problem of multi-way power dividing, such as high insertion loss and low power-handling capability, a novel way of realizing fast design of multi-way microwave power divider has been described. This design approach uses the united simulation method by electronic circuit and electromagnetic field. It takes the advantages of both the electronic simulation software and electromagnetic field simulation software to reduce simulation time and improve simulation precision. A 21-way coaxial-line microwave power divider is designed, and the index measurement is conducted to prove the feasibility of this method. At the end, the causes for the difference between the test result and the simulation result are analyzed in detail.

microwave;power dividing;united simulation;coaxial-line

10.3969/j.issn.1003-3106.2017.05.22

張文梁,于志波.多路微波功率分配器的快速設計[J].無線電工程,2017,47(5):91-94.[ZHANG Wenliang,YU Zhibo.Fast Design of Multi-way Microwave Power Divider[J].Radio Engineering,2017,47(5):91-94.]

2017-02-23

國家高技術研究發展計劃(“863”計劃)基金資助項目(2015AA7111087)。

TN626

A

1003-3106(2017)05-0091-04