車用永磁同步機設計與磁熱耦合分析

王曉遠，杜靜娟，譚明作

(1.天津大學,天津300072;2.柳州五菱柳機動力有限公司,柳州545005)

0 引 言

電動汽車以其高效、無污染、低噪聲等優點在全球范圍內引起研制熱潮[1],而驅動電機作為電動汽車的核心部件,已成為電機領域的熱門研究之一。永磁同步電機的結構簡單、高效,調速性能好的優點,作為車用驅動電機受到高度關注。

為了實現車用永磁同步電機的高功率密度,電機的高速化是一個重要方向。隨著轉速的提高,交變頻率增大,會引起轉子和永磁體損耗增大,優化設計降低損耗是措施之一。由于高功率密度設計導致較高的電磁負荷,會導致繞組絕緣溫度過高和永磁體退磁的問題,影響電機使用壽命和平穩運行的可靠性,因此合理散熱也是重要的措施之一。

本文針對內置式永磁同步電機(以下簡稱IPMSM)的特點,應用有限元軟件進行優化磁場設計以達到降低損耗目的,減小齒槽轉矩進而降低振動噪聲,滿足車用的需求。應用FEM和磁路計算2種方法對主要參數進行比較分析,通過實驗測試的空載反電勢驗證2種方式的準確性。文中進一步對IPMSM進行磁熱耦合分析,預估IPMSM溫度分布,為下一步的冷卻散熱選擇提供依據。

本文研究的內置式永磁同步電機,功率為30 kW,額定轉速為4500 r/min,功率密度為1.2 kW/kg。該設計電機采用6極36槽雙層繞組,定子槽采用梨形槽,絕緣耐溫限值125 K;轉子結構為內置“V一”型磁鋼,磁鋼材料為釹鐵硼N35SH,耐溫150℃;本電機采用矢量控制方法,在寬高效區、寬調速范圍的要求上有自己的優勢。具體參數如表1所示,電機結構如圖1所示。

表1 車用IPMSM主要參數

圖1 IPMSM結構圖

1 內置永磁電機電磁場分析

1.1 損耗分析

本文通過有限元電磁場計算的損耗進行分析。其中電機鐵損[2]由磁滯損耗和渦流損耗組成,公式如下:

本文研究電機頻率為225 Hz,由于高頻高速下的疊片鐵耗隨頻率成冪指數變化,因此電機定轉子疊片選擇為中頻0.2 mm的B20AT1200電工鋼片,代替傳統0.35 mm的DW270-35矽鋼片,能很大程度降低鐵耗。2種矽鋼片對比的具體參數如表2所示。

表2 2種不同厚度的矽鋼片鐵耗比較

有限元模型中,采用0.2 mm B20AT1200作為定轉子矽鋼片建模,給出IPMSM的磁滯損耗密度和渦流損耗密度的云圖如圖2,圖3所示。

圖2 IPMSM磁滯損耗密度圖

圖3 IPMSM渦流損耗密度圖

由圖2和圖3可知,定子疊片的磁滯損耗密度高于渦流損耗密度,且磁滯損耗和渦流損耗密度的峰值在定子槽口附近,兩者峰值近似,為2.3×10-7kW/mm3。

由于本設計電機頻率為225 Hz,相比DW270-35矽鋼片,選擇薄片0.2 mm電工鋼片,中頻下鐵心損耗降低12%。

1.2 磁密分析

針對內置式永磁同步電機,在轉子的永磁體用量相同的情況下,應用有限元軟件分別對V型和“V一”型磁體結構計算氣隙磁密,結果比較如圖4所示。

圖4 2種轉子結構的氣隙磁密比較圖

由圖4仿真結果顯示,V型磁體的最大氣隙磁密為0.7 T,“V一”型磁體的最大氣隙磁密為0.8 T,增大14.3%。采用“V一”型減少漏磁通,有效地增大氣隙磁密,對電機性能有一定提升。內置式永磁同步電機采用內置式“V一”型磁鋼結構,經過有限元計算的磁密云圖和相對磁導率分布如圖5所示。

圖5 “V一”型IPMSM 1/4模型的磁密和相對磁導率圖

由仿真結果可以看出:該電機磁場分布均勻,磁力線在“一”型磁體上分成2路,分別經過定子齒冠后與相鄰永磁體形成閉合磁路。轉子極與極之間的相對磁導率較大,磁場較低;2個“V”型磁塊之間的位置相對磁導率很大,磁場偏低。

1.3 振動噪聲影響

車用驅動電機對于噪聲振動的要求較高。噪聲來源主要為以下幾部分:電磁噪聲、機械噪聲和空氣動力導致的噪聲。本文針對電磁噪聲的降低,通過削弱齒槽轉矩的方法來實現。影響齒槽轉矩的因素有電機充磁方式、極弧系數、極槽配合、齒靴高度、永磁體厚度、定轉子斜槽,輔助槽等[1],斜槽是目前應用最為廣泛有效降低齒槽轉矩的措施之一。斜槽一般是將定子繞組直線部分斜0.5～1個槽距[2],因此導體感應的齒諧波電勢的相位錯開,大大削弱齒諧波。永磁同步電機定子斜槽系數的計算公式[3]如下:

式中:Ksk1為斜槽系數;tsk為定子斜槽距離;τ1為極距;Q1為定子槽數,數值為36;p為極對數,數值為3;Di1為定子內徑,數值為115 mm;計算得到為Ksk1=0.99。

本文通過FEM來分別討論Ksk1=0(直槽),Ksk1=0.50,Ksk1=0.99 3種情況對齒槽轉矩的影響,詳見圖6和表3,表3列出3種斜槽系數的齒槽轉矩和平均轉矩的具體數值。

圖6 斜槽數對齒槽轉矩的影響

表3 斜槽系數對轉矩影響結果

該電機選擇斜槽系數為0.99的定子設計,額定轉矩為61.1 N·m,齒槽轉矩幅值為額定轉矩的0.04%,小于0.1%,滿足工況要求。

斜槽對于反電勢波形的影響如圖7所示。從仿真結果可以看出,斜槽系數為0.99比直槽的反電勢正弦性好很多。

圖7 直槽與斜槽時的反電勢

本文設計的內置式“V一”型永磁同步電機采用定子斜槽系數為0.99,不僅得到正弦性的反電勢曲線,而且大幅度降低齒槽轉矩改善了振動和噪聲,滿足車用的工況需求。且通常定子最佳斜槽近似為一個定子槽距得以驗證。

1.4 主要參數的有限元法分析

本文設計的車用內置式永磁同步電機,應用有限元方法建模如圖8所示。

永磁同步電機的主要參數包括氣隙磁密、空載反電勢、轉矩、輸出功率、交直軸電感等,仿真分別如圖9、圖10所示。

圖8 有限元電機模型

圖9 IPMSM功率和轉矩的諧波圖(基波為225 Hz)

圖10 交直流電感隨電流的變化曲線

本文從有限元磁場仿真得出:氣隙磁密為0.8 T,交直流電感分別為0.58 mH和0.256 mH,空載反電勢峰值262 V。從圖10可以明顯看出,隨著電流的增加,反電勢系數變化很小,線性度很好。圖9為仿真出的轉矩和功率的諧波量,圖10為交直流電感隨電流的變化曲線。

2 溫度場分析

2.1 三維溫度場基本數學方程

三維溫度場的基本數學方程:

式中:T為溫度變量;t為時間;Kx,Ky,Kz為各方向上導熱系數;qV為對應區域生熱率;c為比熱容;ρ為對應材料密度;S1為絕熱邊界面;S2為散熱邊界面;h為散熱系數;K為S1和S2上的法向導熱系數;T0為S2上周圍介質溫度。

從溫度場基本公式中可以看出,各方向上的導熱系數決定了該方向上的穩態溫升數值,而比熱容和密度的乘積則決定了瞬態溫升過程的快慢。

2.2 車用內置永磁同步電機溫度場分析

定子繞組及絕緣結構復雜,槽內包含多種材料屬性,如銅線、空氣、浸漬漆等,很難準確建模及計算。為簡化分析,假設槽內所有絕緣同槽絕緣,繞組浸漬完全,端部均勻散熱;銅線看作一個等效導熱體,其他所有絕緣看成另外一個導熱體。

對30 kW電機按照連續工作制方式進行溫升考核,當額定工況連續運行3.3 h的溫升達到穩態,在沒有冷卻系統下的仿真的穩態溫度分布圖和溫升曲線如圖11和圖12所示。從溫升曲線和分布圖來看,在沒有冷卻系統的情況下,當達到熱平衡時,IPMSM的最高溫度在繞組端部,數值170℃,溫升為150 K,超出絕緣限制125 K。如果考慮仿真誤差和絕緣壽命,15℃作為溫度余量,水套冷卻系統降低約40℃(約800 W熱量)來滿足定子絕緣125 K的要求。后續將針對需要額外的800 W散熱要求對水冷水套尺寸和水流量進行設計和仿真。

圖11 IPMSM在12 000 s的溫升(截圖)

圖12 IPMSM在12 000 s的溫度場分布(截圖)

3 試驗驗證

對樣機進行空載反電勢試驗,其裝置如圖13所示。

采用正弦波驅動器供電,繞組采用的是三相Y接形式,對空載線反電勢波形進行試驗,波形如圖14所示。

由試驗測出,當頻率為225 Hz時空載反電勢峰值為256.3 V,與有限元仿真的反電勢峰值262 V非常接近,誤差為2%。由此可知,實驗測得的空載反電勢來驗證有限元仿真結果,吻合較好,進而驗證車用內置永磁同步電機有限元設計的精確性。

4 結 語

本文研究的是內置式“V一”型永磁同步電機,應用有限元軟件進行優化設計以達到降低損耗目的、減小齒槽轉矩進而降低振動噪聲,滿足車用的需求。本文應用有限元方法對主要參數(交直流電感、轉矩和功率諧波分量)進行分析,實驗測試的空載反電勢與有限元結果吻合得較好,驗證有限元設計的準確性。

文中對IPMSM進行磁熱耦合分析,預估IPMSM溫度分布,后續將針對需要額外的800 W散熱要求對冷卻系統進行設計和仿真。

參考文獻

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