高壓共軌高速電磁閥自升壓雙電源驅動方法研究

白思春， 李京， 褚全紅， 姜承賦， 趙玲玲， 楊薇

(1. 中國北方發動機研究所(天津)， 天津 300400； 2. 海軍駐興平地區軍事代表室， 陜西 興平 713105)

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高壓共軌高速電磁閥自升壓雙電源驅動方法研究

白思春1， 李京2， 褚全紅1， 姜承賦1， 趙玲玲1， 楊薇1

(1. 中國北方發動機研究所(天津)， 天津 300400； 2. 海軍駐興平地區軍事代表室， 陜西 興平 713105)

在對現有高壓共軌高速電磁閥驅動電路進行分析的基礎上，提出了一種基于電磁閥自身的自升壓方式，一方面把高速電磁閥關閉時本身儲存的電能回收到儲能電容中，另一方面在兩缸工作間隙利用電磁閥線圈作為升壓電路電感對儲能電容進行能量補充，保證儲能電容上的電壓達到一個穩定狀態。電路在保證實現雙電壓快速驅動的同時，使驅動結束的能量得到有效回收，同時省去外接專用升壓電路所需要的電感部件，減小了電源電路的體積和設計成本，并且電控單元印制線路板的電磁兼容性設計易于保證。應用該方法對某高壓共軌部件高速電磁閥進行試驗，匹配出驅動參數，并進行穩定性試驗驗證，結果表明該方法能夠滿足工程應用需求。

電磁閥； PWM調制； 驅動電路； 電路設計

柴油機電子控制技術的核心是電控燃油噴射系統，電磁閥作為現代電控燃油噴射系統的通用執行器，對整個噴油系統的性能起著至關重要的作用，如何獲得電磁閥的快速響應和良好的動態響應是電控系統開發中的關鍵技術之一[1-2]。一方面，閥體的機械結構包括復位彈簧的強度、閥體柱塞與閥體之間的間隙、閥體的升程以及閥體所選用的材料等都影響閥體的響應時間；另一方面，對閥的功率驅動是決定其響應時間的關鍵因素。為了滿足快速響應的要求，有些系統采用DC/DC升壓電路對電磁閥的開啟加以控制，以提高系統的電流上升速率，常用的有48 V，60 V和90 V等，但由于該升壓電路有一定的功率要求，必須有比較大的儲能元件，因此，控制系統的設計就比較復雜，可靠性和電壓穩定性很難保證，同時系統電磁輻射也比較強[3]。

現階段，為縮短電磁閥響應時間，驅動電路開啟時多采用高壓進行驅動，高壓的產生主要借助專用的升壓電路來完成，其功率元件主要包括電感、儲能電容、功率三極管、二極管等。該方案雖然是實現電路升壓的標準方法，但由于升壓電路必須在短時間內提供足夠多的能量，需要較大電感值的電感元件和高壓大容量的電容來完成，整個升壓部分占用線路板的面積和空間較大，不便于線路板的布置和電控單元的緊湊設計；同時，由于該類型升壓電路一般都需要較高的控制頻率，系統的電磁輻射較大，不利于電控單元的的電磁兼容性設計[4-5]。

本研究介紹了一種基于車體24 V電源，利用電磁閥自身感性元件特性的自升壓方式：一方面把高速電磁閥關閉時自身儲存的電能回收到儲能電容中；另一方面在發動機兩缸工作間隙，利用電磁閥線圈作為升壓電路電感對儲能電容進行能量補充，保證儲能電容上的電壓達到一個穩定狀態。電路在保證實現雙電壓、雙電流快速驅動的同時，驅動結束能量得到有效回收，同時由于省去外接專用升壓電路所需要的電感部件，減小了升壓電源電路的體積和設計成本，并且電控單元印制線路板的電磁兼容性設計易于保證。

1 自升壓雙電源驅動方案

本方案為一個多缸電磁閥驅動模塊，采用雙電源電壓驅動方式，電壓UBAT取電瓶電壓，UH取儲能電容上的電壓。在某一缸高速電磁閥關閉時，電磁閥線圈儲存的電能通過能量吸收二極管回收到儲能電容中，在下一缸驅動之前，電壓檢測電路根據電容上的電壓值觸發時序電路，以高速電磁閥的線圈、能量吸收二極管、低端驅動的MOS管以及儲能電容形成DC/DC升壓形式，給儲能電容進行能量補充，使其電壓達到設定值，為下一缸的驅動所需要高壓電源作好準備[6]。

圖1示出一個四電磁閥的驅動電路，L1～L4是高速電磁閥的電感線圈(外接)，對電磁閥的驅動主體是2個高端MOS管和4個低端MOS管，其中MOS管MH用于對高電源電壓UH的控制，MOS管ML用于對電瓶電源電壓UBAT的控制；4個低端MOS管M1～M4分別用于按時序控制對高速電磁閥L1～L4進行驅動。在低電壓高端驅動MOS管ML和高電壓高端驅動MOS管MH之間用防反接二極管D0進行隔離，以阻斷2個MOS管同時導通時發生電壓短路。在低端驅動MOS管的上端分別連接能量吸收二極管，用于對電磁閥關斷時的能量回收；同時，在2個工作缸正常驅動間隙期間，模擬的4個升壓電路工作過程中，把4個線圈中的能量儲存到儲能電容C中。

電壓檢測模塊采集2個電壓信號：線圈中電流反饋和儲能電容C上的電壓。

時序控制模塊為CPLD可編程邏輯控制器，主要接收控制脈寬信號T、選缸信號A和B以及電壓檢測模塊的反饋。通過線圈電流反饋電壓邏輯完成對高端驅動MOS管高壓驅動、電壓驅動的切換及PWM電流閉環的調制，在此期間涉及到電磁閥驅動所需要的開啟電流、維持電流的切換邏輯。此外，時序控制模塊通過選缸信號A和B產生譯碼信號，用于對不同工作缸的選取。在兩工作缸正常驅動間隙期間，通過儲能電容上的電壓反饋邏輯完成對低壓高端驅動MOS管的控制、4個低端驅動MOS管的PWM電壓閉環調制[7]。

圖1 自升壓雙電源高速電磁閥驅動電路

2 驅動模塊工作過程

系統工作分為3個過程：電磁閥驅動過程、能量儲存過程和能量補充過程。在電磁閥驅動過程中，時序控制邏輯模塊驅動AH，AL，B1(或B2，B3，B4)信號，完成對電磁閥L1(或L2，L3，L4)的雙電壓、雙電流的閉環智能驅動；能量儲存過程主要是在電磁閥驅動電流切斷的瞬間，利用電感元件中電流不能突變的特性，通過能量吸收二極管D1(或D2，D3，D4)把電感線圈中的能量儲存到儲能電容C中；能量補充過程，電壓檢測電路根據電容上的電壓值觸發時序電路，以高速電磁閥的線圈、能量吸收二極管和儲能電容形成DC/DC升壓形式，通過閉環控制，給儲能電容C進行能量補充，使其電壓達到設定值。

2.1 電磁閥驅動過程

驅動電路接收選缸信號A，B以及控制脈寬信號T，通過時序控制模塊形成選缸信號B1，MOS管M1導通；控制脈寬信號T以及對取樣電阻電壓放大信號Ui形成對高端MOS管MH，ML的控制，控制信號見圖2，包含如下4個過程。

圖2 工作時序

1) 高壓驅動

T1—T2時刻，完成B1缸高壓驅動，AH，AL控制信號為高，B1控制信號為高，高壓電源UH通過MOS管MH經線圈L1、低端MOS管M1、取樣電阻Rs對地形成回路，線圈L1電流快速上升，低電源電壓UBAT不起作用，B2，B3，B4控制信號為低。

2) 開啟電流驅動

T2時刻結束B1缸高壓驅動。AH控制信號變為低，AL控制信號受控，B1控制信號仍為高，電瓶電壓UBAT通過MOS管ML經二極管D0、線圈L1、低端MOS管M1、取樣電阻Rs對地形成回路，取樣電阻上經放大的信號Ui反饋到時序控制電路，與時序控制電路中要求的電磁閥開啟電流值進行比較，形成PWM調制波形AL，完成對開啟電流的控制。T3時刻結束開啟電流控制，在MOS管ML信號為低期間，二極管D5起續流作用。

3) 維持電流驅動

T3時刻結束B1缸開啟電流驅動，開始維持電流控制。AH控制信號變為低，AL控制信號受控，B1控制信號仍為高，電瓶電壓UBAT通過MOS管ML經二極管D0、線圈L1、低端MOS管M1、取樣電阻Rs對地形成回路，取樣電阻上經放大的信號Ui與時序控制電路中要求的電磁閥維持電流值進行比較，形成PWM調制波形AL，完成對維持電流的控制，T4時刻結束電磁閥的控制。

4) 驅動結束

T4時刻結束電磁閥的控制。AH控制信號變為低，AL控制信號為低，B1控制信號為低。

2.2 能量儲存過程

如圖3所示，T1時刻至T2時刻，由于高壓電源UH對線圈L1形成驅動，電容C上的電壓由U1降到U2，并在T2時刻至T4時刻一直維持電壓U2。T4時刻結束電磁閥的控制，流經線圈L1的電流在L1下端與低端MOS管M1上形成大于60 V的反相電勢，通過能量吸收二極管D1把能量儲存到電容C上；到T5時刻，電容C上的電壓由U2上升到U5，并在T5時刻至T6.1時刻一直維持電壓U5。

圖3 UH電源電壓

2.3 能量補充過程

如圖3所示，T5時刻至T6時刻控制邏輯保持不變。從T6時刻至T7時刻利用以高速電磁閥的線圈、能量吸收二極管以及儲能電容、低端MOS管形成DC/DC升壓電路完成對儲能電容的能量補充，通過電壓反饋閉環控制達到要求的高電源電壓UH。

1) 能量補充升壓準備

T6時刻，AH控制信號保持低，AL控制信號變為高，線圈L1～L4上端電壓為UBAT。此時，線圈L1～L4以及MOS管M1～M4、能量吸收二極管D1～D4、電容C形成與圖1相似的4套完整的DC/DC升壓電路，時序控制電路形成PWM驅動信號B1～B4，對電容C進行充電，電壓檢測電路檢測電容C上的電壓，輸出信號S，用于控制PWM脈沖個數。

2) 線圈蓄能

T6.1時刻開始，B1～B4信號為高，高電平維持時間t保證通過每個線圈的電流不大于開啟電流的1/10,確保高速電磁閥不發生動作。

3) 能量補充

B1～B4信號變為低電平后，儲存在線圈L1～L4的能量通過能量吸收二極管D1～D4儲存到電容C上，電壓升到U5.1。

4) 蓄能、能量補充

T6.2時刻開始，B1～B4信號為高，第二次為線圈L1～L4儲能，之后電壓升到U5.2。經過幾次同樣的操作后，電源電壓升到U5.5，完成對電容C的充電。

經過以上4個過程，完成了L1缸的噴射和高壓電源的充電過程。如圖2所示，從T8時刻開始，選缸信號A、B及控制脈寬信號T，通過時序控制模塊形成選缸信號B2，進行L2缸的噴射，同時通過線圈L1～L4完成對高壓電源的充電。之后，進行L3缸的噴射，通過線圈L1～L4完成對高壓電源的充電過程；再后，進行L4缸的噴射，通過線圈L1～L4完成對高壓電源的充電過程。

3 試驗驗證

應用以上方法，在試驗臺上對某高壓共軌部件的高速電磁閥進行試驗，通過匹配軟硬件參數，記錄了自升壓雙電源驅動過程中的雙電流、雙升壓電壓過程。

為了測試方便，區別于圖2、圖3中測試電磁閥驅動低端、高端MOS前的邏輯電平，用示波器直接測試外部電路電壓波形(見圖4)(經過了MOS管的反相作用)。通道1為電磁閥低端電壓信號，通道4為電磁閥高端電壓信號，通道3為電磁閥線圈電流信號，通道2為升壓儲能電容上的電壓信號。

T1時刻，通道1電磁閥低端信號為0，通道4高端信號為100 V，通道3電磁閥電流信號開始上升，通道2升壓儲能電容上的電壓開始下降；到T2時刻，通道1電磁閥低端信號保持為0，通道4高端信號下降到85 V，通道3電磁閥電流信號上升到20 A，通道2升壓儲能電容上的電壓下降到85 V；從T2時刻開始，通道4高端信號開始以電瓶電壓24 V進行驅動。

T2—T3期間，通道1電磁閥低端信號保持0，通道4高端信號用電瓶電壓24 V進行PWM電流閉環控制，通道3電磁閥電流信號維持在(20±2)A，通道2升壓儲能電容上的電壓保持在85 V。T3—T4期間，通道1電磁閥低端信號保持0，通道4高端信號用電瓶電壓24 V進行PWM電流閉環控制(切換到維持電流)，通道3電磁閥電流信號維持在(10±2) A，通道2升壓儲能電容上的電壓保持在85 V。

T4時刻，通道1、通道2電磁閥低端、高端信號同時切斷(懸浮狀態)；T4—T5期間，通道1電磁閥低端上出現一個高達90 V的電壓信號，此電壓通過能量吸收二極管給儲能電容進行存電，到T5時刻通道2升壓儲能電容上的電壓上升到88 V。

T6—T7期間，通道1電磁閥低端信號通過采集儲能電容上的電壓進行PWM電壓閉環控制，通道4電磁閥高端信號保持在電瓶電壓24 V，通道3電磁閥電流信號維持在(2±0.5) A，通道2升壓儲能電容上的電壓從88 V逐步上升到目標電壓100 V。

圖4 試驗驗證

4 結束語

通過回收高速電磁閥關閉時線圈自身儲存的電能，同時在兩缸工作間隙，利用電磁閥線圈作為升壓電路電感對儲能電容進行能量補充，能夠滿足高壓共軌高速電磁閥雙電壓、雙電流的智能驅動。在整個驅動模塊設計中可以省去外接專用升壓電路所需要的電感部件，減小了電源電路的體積和設計成本，有效保證電控單元印制線路板的電磁兼容性。

[1] 周龍保.內燃機學[M]．北京:機械工業出版社,1999.

[2] 唐開元，歐陽光耀.高等內燃機學[M]．北京：國防工業出版社.2008.

[3] 徐家龍.柴油機電控噴射技術[M]．北京：人民交通出版社，2004.

[4] 李鐵軍.柴油機電控技術實用教程[M]．北京：機械工業出版社，2009.

[5] 康華光.電子技術基礎 數字部分[M]．4版.北京：高等教育出版社，2000.

[6] 王尚勇,楊青.柴油機電子控制技術[M]．北京:機械工業出版社,2005.

[7] 宋萬杰.CPLD技術及其應用[M]．西安:西安電子科技大學出版社，1999.

[編輯： 袁曉燕]

Self-Boosted Dual Power Driving Method of High Speed Solenoid Valve Applied in High Pressure Common Rail

BAI Sichun1, LI Jing2, CHU Quanhong1, JIANG Chengfu1, ZHAO Lingling1, YANG Wei1

(1. China North Engine Research Institute(Tianjin), Tianjin 300400, China; 2. Naval Deputy Office of Xingping District, Xingping 713105, China)

Based on the analysis of existing driving circuit for high speed solenoid valve, the voltage self-boosted method based on solenoid valve was proposed. By this method, the storage capacitor absorbed energy when the valve shut and the energy was further supplemented by utilizing the solenoid valve coil as boost circuit inductance in the working interval of two cylinders, which ensured storage capacitor voltage to be stable. The circuit realized the fast driving of dual voltage and the effective recovery of idle driving energy, which cut the volume and cost of power circuit design due to the elimination of external boost circuit. Moreover, the electromagnetic compatibility of ECU printed circuit board was easy to meet. The method was applied to a high pressure common rail, the driving parameters were optimized and the reliability was further conducted by the test. The results show that the method can meet the engineering requirements.

solenoid valve; PWM modulation; driving circuit; circuit design

2016-11-11；

2017-05-17

白思春(1972—)，男，研究員，主要從事柴油機控制技術研究；baisc@163.com。

10.3969/j.issn.1001-2222.2017.03.013

TK423.8

B

1001-2222(2017)03-0074-04