400 Hz有源功率因數校正系統設計

劉 剛，潘李云，孫前剛

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

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400 Hz有源功率因數校正系統設計

劉 剛，潘李云，孫前剛

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所，江蘇 揚州 225001)

設計了一種將220V/400 Hz交流輸入轉化成直流高壓輸出的交流/直流(AC/DC)功率變換系統。分析了該電路拓撲的工作原理，推導了解耦算法步驟，并對主體電路進行了分析。結果表明該技術具有控制方便、結構簡單且功率因數很高的優點，適合中大功率應用場合。

有源功率因數；校正；解耦

0 引 言

400 Hz中頻電源廣泛應用于航空航天設備，由于重量要求，此類電源容量有限，希望航電設備盡量提高功率因數，減少無功損耗，提高供電效率。采用二極管不控整流的AC/DC電路，電流波形畸變嚴重，諧波含量大,功率因數低。利用無源電抗器和電容器構成的阻容網絡進行功率因數校正效果差，通常只有0.7左右；而且體積大、笨重，不符合現代電源模塊高密度、集成化的設計需求[1]。

有源功率因數校正技術則可很好地解決上述問題，采用此類技術設計的有源功率因數校正器體積小、重量輕、效率高而且功率因數很高，可達單位值。這些特點非常符合航空航天設備小體積、輕重量、高效率方面的需求[2]。

1 功率因數及系統結構

功率因數定義[3]：

(1)

式中：Py為有功功率；Ps為視在功率;γ為畸變因數，為基波電流與總電流的比值；θ為傳送到電網的電壓與電流的相位差。

上述公式規定了影響FP值的2個因子:電流畸變率與電壓電流之間相位差。電流畸變越小，相位差越小，功率因數就越大。對于二極管整流的方式來說，雖然位移因數cosθ接近于1，但輸入電流中諧波含量很大，即輸入電流波形畸變因數γ很小，從而造成總功率因數FP很小。而晶閘管相控整流中，輸入電流的相位滯后于電壓，滯后角隨晶閘管觸發延遲角的增大而增大，位移因數cosθ隨之降低。與此同時，輸入電流中含有的諧波分量大，輸入電流波形畸變比較嚴重，因此總的功率因數也很低。隨著基于脈寬調制(PWM)整流的全控型有源功率因數校正拓撲結構和控制算法的日趨成熟，使用全控器件的PWM整流器已經基本實現網側電流正弦化、單位功率因數，其中基于全解耦控制算法的三相六開關PWM整流器能夠使輸入電流自動跟蹤輸入電壓波形，功率因數達到0.99甚至1.0，獲得很高的功率因數[4]，以下基于該架構進行設計。

整個校正系統包括五部分：輸入電抗器，主功率變換器，六開關隔離驅動模塊，控制模塊，輸出濾波網絡。主功率變換器采用三相六開關架構，共有3個橋臂，每臂由1個開關管并聯二極管組成，可以通過控制開關管的通斷來控制電流的大小。這種電路的特點是輸入電流總諧波小，即電流畸變小，輸出電壓低，效率高，可得單位功率因數，能量可雙向流動。系統結構如圖1所示。

2 解耦控制設計

對圖1電路進行分析可以發現，三相輸入電壓與電流相互耦合，難以實現對某一相的單獨控制。事實上，三相PWM整流器是一個時變的非線性耦合系統，在三相靜止坐標系中，電路的相電壓和網側輸入電流的瞬時值是相互耦合的，分析時需要考慮彼此間耦合關系，所以要想獲得理想的控制效果，必須對三相電氣量進行解耦[5]。

為此，可以將三相靜止坐標系(a,b,c)轉換到以電網電壓基波頻率400 Hz同步速旋轉的兩相旋轉坐標系(d，q)上，在正交的坐標系中對相互垂直的矢量分別控制，從而實現全解耦。

具體解耦控制方法如下：

(1) 對網側輸入電壓電流進行采樣，得到400 Hz的輸入數據ea，eb，ec和ia，ib，ic。對采樣到的輸入數據進行由三相靜止坐標系到兩相旋轉坐標系的變換，得到兩相旋轉坐標系下的輸入ed，eq和id，iq的方程:

(2)

(3)

(4)

(5)

(3) 把式(4)、式(5)代入式(2)、式(3)并化簡后可得:

(6)

式(6)表明，基于兩相同步旋轉坐標系的全解耦控制算法使三相電壓源整流器(VSR)電流內環實現了解耦控制，三相對稱靜止坐標系中的基波正弦量轉化為以頻率400 Hz旋轉的兩相旋轉坐標系中的直流量，簡化了控制系統設計。該方法實現了對有功電流id和無功電流iq的單獨控制。為實現功率因數單位化，可將iq的指令電流設置為0。

3 主電路設計[6-8]

主電路將三相220 V/400 Hz的交流輸入轉化成380 V直流輸出，并且實現有源功率因數校正功能，系統結構示意圖見圖1，主要技術指標為：

輸入電壓：三相220 V/400 Hz

開關頻率：6 kHz

輸出電壓：DC400V

輸出功率：5 kW

功率因數：≥0.95(滿載)

電路設計中，三相交流輸入首先經過網側電抗器濾波，其主要作用是隔離電網與功率變換器，儲存能量并抑制調制產生的高次諧波。電感的取值應適當，如果電感取值過小，會增加電流中高次諧波的含量;過大則會影響電流跟蹤指令的速度，造成整個系統動態性能下降。電感按以下公式計算：

(7)

式中：Um為相電壓峰值；φ為功率因數角；ω為角頻率；Py為交流側有功功率。

將設計參數代入上式，解得L≤3.4 mH。

電感濾波后的三相電進入三相全控整流橋，根據輸出功率計算線電流：

(8)

查閱產品手冊，選擇PM50CLA600智能功率模塊可滿足設計要求，該智能功率模塊(IPM)額定工作電壓600 V，允許輸入電流50 A，集成6個功率開關，每個開關模型均可等效為二極管并聯開關形式，內部集成過溫、短路和低電壓保護功能，可以達到最高20 kHz的工作頻率，具有開關速度快、驅動延時小、損耗低等特點。

控制部分使用基于數字信號處理(DSP)芯片的數字化控制技術，芯片型號為TMS320F2812。其內置EVA、EVB 2個事件管理器，每個管理器能夠控制3對相互獨立的PWM輸出，產生多種復雜的PWM波形。該系統為三相六開關結構，因此需要使用EVA的PWM波形發生模塊控制6個開關的行為狀態。

信號檢測與采樣電路包括輸入電壓、電流和輸出電壓采樣與調理。取樣電路設計選用高速隔離互感器，動態響應快，帶寬寬，能夠滿足負載大范圍變動時穩定電壓的要求。

整個有源功率因數校正(APFC)控制系統采用軟件編程實現，調試方便，監測數據點豐富，具有諸多顯著優點，包括控制方式靈活、控制準確性高、有錯誤自檢測功能、可動態調整多達幾十個環路參數、能夠在線調試等等?；谏鲜鲈O計參數的控制系統結構示意圖見圖2。

圖2為基于高速DSP的控制電路結構示意圖。輸入電壓、輸入電流和輸出電壓經信號檢測與采樣電路調理后送至DSP芯片采樣，DSP芯片根據采樣值按照前述算法公式進行解耦運算和控制，輸出PWM脈沖，控制驅動電路，調節功率因數。

4 設計驗證

使用FLUKE NORMA 4000CN功率分析儀對試驗樣機的實際工作狀態進行監測，顯示數據表明該電路實現了對三相400 Hz交流輸入的有源功率因數校正，且功率因數達到0.998 41，電路輸出功率達到5 kW以上，實驗結果符合設計要求，詳細監測數據見表1。

表1 詳細監測數據

[1] 定明芳，杜貴平.數字化三相功率因數校正(PFC)技術的現狀及發展趨勢[J].電源技術應用，2007(5)：56- 61.

[2] 鄭娜.機載三相電源研究與設計[D].西安：西北工業大學,2005.

[3] 麥加.數字控制三相功率因數校正技術研究[D].長春:長春理工大學,2013.

[4] 陳巨龍.一種三相雙開關功率因數校正電路的研究[D].武漢：華中科技大學,2007.

[5] 涂永飛.三相有源功率因數校正研究[D].南京：南京理工大學，2007.

[6] 羅濤.三相有源功率因數校正技術的研究[D].武漢：華中科技大學，2007.

[7] 張文軍.三相功率因數校正及其控制技術研究[D].西安：西安理工大學,2008.

[8] 杜思濤.三相有源功率因數校正系統的研究[D].廣州：廣東工業大學,2014.

Designof400HzActivePowerFactorCorrectionSystem

LIU Gang,PAN Li-yun,SUN Qian-gang
(The 723 Institute of CSIC,Yanzhou 225001，China)

This paper designs an alternating current/direct current (AC/DC) power transform system which switches the input of AC 220V/400Hz into DC high voltage,analyzes the operating theory of the circuit topology,deduces the decoupling algorithm steps,and analyzes the main circuit.The results show that the circuit has merits of being controlled easily,simple structure,high power factor,so is suitable for high power application.

active power factor；correction;decoupling

2017-02-14

TM91

：A

：CN32-1413(2017)03-0118-03

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2017.03.028