基于DS P的三相三線制有源電力濾波器樣機設計

棗莊礦業（集團）有限責任公司蔣莊煤礦 吳顯輝

基于DS P的三相三線制有源電力濾波器樣機設計

棗莊礦業（集團）有限責任公司蔣莊煤礦 吳顯輝

隨著非線性負載的廣泛應用，電力系統中諧波問題日益突出并受到廣泛關注，有源濾波器(Active Power Filter,APF)因其靈活高效的優點成為補償諧波電流的主要手段。本文基于DSP設計了一套應用于380V三相配電網的APF樣機，給出了其主電路元件選型及控制器電路設計方案，實驗證明該APF樣機對三相配電網中諧波電流具有較好的補償效果。

有源電力濾波器；DSP；諧波補償

0 引言

有源電力濾波器是補償電網中諧波電流的專用設備，其基本原理是通過實施產生與負載電流中諧波成分幅值相等方向相反的電流，對負載電流中的諧波電流進行抵消，從而達到消除電網側電流諧波的目的[1]。與其他諧波電流補償設備相比，APF具有補償效果好，響應速度快，不易發生諧振的優點，已成為當前諧波治理的主流措施，并得到了廣泛的應用[2]。隨著數字信號處理器(Digital Signal Processor,DSP)技術的不斷發展，DSP的運算速度越來越快，外設功能也越來越豐富，使用DSP作為主控制器對APF進行控制成為可能。本文選用TI公司的TMS320F28335作為主控制器，此款DSP芯片支持高性能浮點運算，既有強大的數字信號處理能力，又可以方便的實現嵌入式控制[3]。

圖1 APF樣機總體結構

1 APF的總體結構

三相四線制APF試驗樣機的總體結構如圖1所示。整個APF系統的應用環境由三相交流電源、非線性負載與APF樣機三部分組成。其中，APF樣機又可以分為主電路與控制系統兩部分。主電路實現APF樣機與電網之間的能量交換，而控制系統通過PWM信號對主電路的輸出電流進行控制。

在APF接入點靠近電源一側，安裝有3個電流傳感器CT1-3與3個電壓傳感器PT1-3，分別用來檢測電網三相電壓ea、eb、ec與網側電流isa、isb、isc。在APF接入點靠近負載一側安裝有3個電流傳感器CT4-6，用來檢測三相負載電流ila、ilb、ilc。APF主電路中直流側電容電壓Udc通過傳感器PT4進行測量。

APF主電路采用兩電平三橋臂結構，因容量較大，開關器件選用EUPEC的IGBT模塊，型號為BSM50GB120DLC，最大耐壓1200V，額定電流50A。每個模塊封裝了兩個IGBT，可作為一個橋臂。為降低成本簡化設計，IGBT的緩沖電路設計為單電容，選用CDE公司的的941C12W1K-F無感吸收電容，額定值為1μF。直流側電容使用EPCOS的電解電容，單電容耐壓450V，容值為2700μF。為滿足耐壓要求，直流側使用4個電容，采用先兩兩并聯再串聯的形式。每個電容兩極并聯一個15W、51kΩ的均壓電阻，以平衡4個電容的電壓，并為電容提供放電通道。交流測濾波電感L選用4mH的單相電抗器，共需3臺。

2 APF控制系統硬件設計

2.1 檢測與信號調理電路設計

APF樣機選用LEM的霍爾電壓電流傳感器測量主電路的電壓與電流信號，霍爾傳感器可以測量任意波形的電流和電壓，具有精度高、線性度靈敏度好、寬帶寬、動態性能好、體積小等優點，在工業測量中具有廣泛的應用。

電網電壓傳感器選用LV25-P，額定輸入為10mA (RMS)，額定輸出25mA (RMS)。當輸入端串接2個15kΩ、5W的繞線電阻限流時，其量程為0～300V (RMS)。直流電壓傳感器選用LV25-P/SP5，額定輸入輸出與LV25-P相同，電路結構也與之相似，輸入端串接的限流電阻改為8個15kΩ，5W繞線電阻，量程為0～1200V(DC)。電流傳感器選用LA25-NP，額定輸入25A(RMS)，額定輸出25mA(RMS)。

霍爾傳感器輸出為電流信號，要通過采樣電阻轉化成電壓信號，采樣電阻選用20Ω，精度0.1%的無感電阻。在ADC采樣前需要使用信號調理電路將信號其幅值放大到適當范圍，這樣才能充分利用ADC量程，提高采樣精度。ADC信號調理電路有兩級，前級為使用OP07搭建反向比例放大電路，將信號放大10倍，后級為OP07搭建的反相器，將放大后的反相信號變為正相，并且提高了電路的驅動能力。

2.2 ADC采樣電路設計

調理后的信號輸入給ADC進行量化采樣，ADC選用ADI公司的AD7606，可以實現16位、8通道同步采樣，每個通道都可以達到200kSPS的采樣速率。使用兩片AD7606就可以滿足4路電壓信號與9路電流信號的采樣。兩片AD7606的輸入范圍通過硬連線的方式設置為±10V，并通過XINTF接口與DSP相連，采用并行傳輸方式，使用16位總線進行數據傳輸。其地址位被映射到Zone0區，每片AD7606占用8個地址位，所以使用XA3地址位與XZCS0信號結合進行片選。當所有通道的數據采樣轉換完成后，AD7606的BUSY引腳會向DSP的一個GPIO引腳發出一個下降沿脈沖，DSP檢測到此下降沿就會退出等待進行ADC數據的讀取。

2.3 IGBT驅動電路

IGBT驅動電路采用CONCEPT公司2SD315AI型驅動器。該型號驅動器集成了器件驅動、狀態自檢、狀態反饋、過流保護、過熱保護、DC/DC電源等功能，并實現了控制部分與功率部分的完全隔離。2SD315AI為雙路驅動器，一個驅動器可以驅動一個雙IGBT模塊，即一個橋臂，每一個2SD315AI需要輸入2路互補的PWM信號并輸出2路故障信號。當某一IGBT或其驅動芯片發生故障時，其對應的SO引腳將會由高電平變為低電平，經過光耦后其電平會發生反轉，即發生故障時光耦副邊為高電平。將所有IGBT的故障信號用或門做邏輯判斷，最終輸出接到DSP的不可屏蔽中斷XNMI管腳。當任意IGBT發生故障時，都可以觸發NMI中斷及時封鎖PWM信號，避免故障的惡化與蔓延。

為提高系統的穩定性與安全性，DSP輸出的PWM波形經74HCT245再經高速光耦6N137輸入到IGBT驅動器中。74HCT245為三態總線收發器，可以實現3.3V到5V電平的單向轉換，并且增強了PWM端口的負載驅動能力。使用光耦進行控制器與驅動板間電氣隔離，避免了驅動電路15V模擬信號對控制器的干擾，并且當主電路發生涌流短路等故障時，可以避免控制電路受過大電壓沖擊而燒毀。

2.4 電源管理單元設計

APF控制系統需要多個電壓等級，供電較為復雜。選用Mean-Well的NET-75C型開關電源為控制系統供電。NET-75C有+5V、+15V、-15V三路輸出，其中+5V為DSP、ADC及其外圍電路供電；電壓電流傳感器需±15V供電，同時，+15V也為IGBT驅動電路供電。AD轉換芯片AD7606需要3.3V與5V兩路供電，因此選用LM1117-3.3將+5V轉為3.3V為AD7606的I/O口及其他3.3V芯片供電，將數字電源D5V經電感作為模擬電源A5V給AD7606的數模轉換電路供電，這樣可以減少數字電路對模擬電路的干擾。而DSP TMS320F28335的內核電壓需1.8V，IO口電壓需3.3V，選用TI的DSP電源管理芯片TPS767D301為DSP單獨提供1.8V與3.3V兩路供電。

3 APF樣機軟件設計

圖2 主程序流程圖

3.1 主程序設計主程序主要完成DSP與各個外設的初始化，主要包括：系統時鐘的初始化、GPIO模式設置、PIE中斷向量表初始化、定時器中斷與外部中斷配置、EPWM模塊的配置，XINTF接口配置、AD7606的配置、全局變量的初始化，定時器T1的配置。初始化完成之后進行系統的軟起動，給直流側電容充電。當預充電完成后啟動定時器T1，開定時器中斷與外部中斷，然后進入主循環。主程序流程圖如圖2所示。

3.2 定時器中斷服務子程序

圖3 主程序流程圖

定時器中斷用來完成ADC啟動、指令電流生成、指令電流跟蹤、SVPWM調制與PWM波生成，即APF控制系統的主要功能。每隔一個開關時間就要進入一次定時器中斷，計算下一個開關時間的PWM波形，這里設置開關時間1e-4s。定時器中斷的流程圖如圖3所示。其中，在向ADC發出采樣指令后，ADC就會進行數據采集與轉換，同時程序進入while循環，檢測ADC的BUSY引腳的電平狀態。當ADC完成所有通道數據的采集轉換后會將BUSY引腳的狀態由高電平變為低電平。當DSP檢測到此電平反轉后，就會退出while循環進行數據讀取工作。

4 實驗結果

圖4、圖5為APF樣機運行時示波器錄取的實驗波形。由圖4可知，在不可控整流橋阻性負載下，負載電流畸變嚴重。應用APF樣機之后，從檢測到的指令諧波電流和跟蹤電流的重合度來看，基本可以完全吻合，說明跟蹤效果良好。而由圖5可知，補償后網側電流正弦度較高，說明APF樣機對于負載電流中諧波分量的補償效果良好，前文中對APF樣機整個系統的設計是有效的。

圖4 負載電流與網側電壓波形

圖5 補償后網側電流波形

5 總結

本文對基于DSP TMS320F2835的APF樣機進行了設計。給出了APF樣機系統的整體結構，對APF主電路各主要元器件的選型進行了詳細介紹。同時，對APF控制系統各個模塊的電路進行了詳細設計，并給出了軟件的控制流程。最后的實驗結果證明該APF樣機達到了設計目的，能實現較好的諧波電流的補償效果。

[1]王兆安．諧波抑制和無功功率補償[M]．北京:機械工業出版社,2016．

[2]周娟．四橋臂有源電力濾波器關鍵技術研究[D]．徐州:中國礦業大學,2011．

[3]符曉,朱洪順．TMS320F2833x DSP應用開發與實踐[M]．北京:航空航天大學出版社,2013．

吳顯輝（1982—），男，工學學士，工程師，主要從事煤礦機電控制方面的研究工作。