基于數字零中頻解調技術的便攜式寬頻掃頻儀研制*

張學斌，錢瑩晶，張仁民，鄧志明

(懷化學院電氣與信息工程學院，湖南懷化418008)

基于數字零中頻解調技術的便攜式寬頻掃頻儀研制*

張學斌*，錢瑩晶，張仁民，鄧志明

(懷化學院電氣與信息工程學院，湖南懷化418008)

針對目前商用掃頻儀在成本及體積等方面不能完全滿足應用需求的現狀，研究了一種低成本、便攜式寬頻掃頻儀的設計方法。該方法采用數字零中頻解調技術，克服了傳統直接頻響測量法中存在的測量電路復雜度高、測量精度低的缺陷;在數字零中頻解調方案中采用高性能正交信號源減少了測量過程中幅度非對稱性、幅度平坦度和相位非正交性對測量精度的影響;電路上利用了正交信號源內部的幅度調整功能，拓寬測量頻率范圍為10 Hz～110 MHz。實驗結果驗證了設計的有效性。

掃頻儀;幅度調整;零中頻解調技術;寬頻;便攜式

頻率特性測試儀簡稱掃頻儀，用于測量二端口線性非時變網絡的頻率特性，也可以測量其中心頻率、帶寬、帶外衰減、增益等參數，是線性系統頻域測量的重要儀器之一［1］。目前市場上掃頻儀有模擬式和數字式兩種，且主要集中在射頻和高頻，中低頻的產品比較少［2］。傳統的模擬掃頻儀大多是用LC電路構成的掃頻振蕩器，其結構復雜，價格昂貴，體積龐大，而且只能顯示幅頻特性曲線，不能得到相頻特性曲線，給使用者帶來諸多不便［3-5］。而現有的基于虛擬儀器的頻譜分析儀則是以計算機為核心的平臺，利用其強大的資源設計開發具有虛擬面板，測試任務由軟件算法實現的一種計算機儀器系統［6-8］，該類儀器必須依賴于計算機，體積大，不利于攜帶。

目前基于DDS芯片AD9854的頻譜分析儀其掃頻范圍一般為1 MHz～40 MHz［2-3，9-10］，頻帶范圍比較窄。傳統的直接測量頻率特性方法中存在測量電路復雜、測量精度低等缺陷。針對現有的掃頻儀存在的問題，本文提出了一種便攜式、低成本、測量頻帶寬的掃頻儀的設計方法。

1 系統設計

1.1 測量原理

首先，設計一個正交掃頻信號源，輸出兩路正交信號A cos(ωt)和A sin(ωt)，再將其中一路信號A cos(ωt)作為激勵信號輸入被測網絡，當被測網絡的響應達到穩態時，將會輸出與激勵信號頻率相同的正弦信號(幅度、相位不相同)，再將響應信號與兩路正交信號分別混頻，然后用低通濾波器濾掉高頻成分，用ADC轉換得到I和Q信號，該兩路信號的幅值比即為該頻率的幅頻特性值，兩者的相位差即為相頻特性值，可以采用頻率逐點步進或頻率連續變化的方法，完成整個頻率特性測量。系統設計原理框圖如圖1所示［3］。在該零中頻解調方案中采用了高性能正交信號源減少了測量過程中幅度非對稱性、幅度平坦度和相位非正交性對測量精度的影響;針對在110 MHz電帶寬內的信號輸出，在電路上巧妙的利用了正交信號源內部的幅度調整功能，拓寬了測量頻率范圍。

圖1 系統設計原理框圖

本系統使用正交掃頻信號源輸出的I、Q兩路正交信號實現正交解調。設正交信號源產生的信號A cos(ωt)經被測網絡后的輸出為B cos(ωt+φ)。

則同相分量支路:

低通濾波后(假設濾波器對幅度的影響為C):

類似的，得到正交分量支路:

低通濾波后(假設濾波器對幅度的影響為C):

由式(2)和式(4)，可得相位:

幅度:

1.2 系統框圖

本系統由單片機模塊、正交信號源(DDS模塊)，零中頻解調網絡、鍵盤模塊、電源模塊、液晶顯示模塊等組成，系統采用RLC諧振網絡作為被測網絡，系統總體框圖如圖2所示。正交掃頻信號源以DDS集成模塊為核心，由MSP430F149單片機模塊［11］控制DDS模塊AD9854輸出2路正交掃頻信號，一路送被測網絡輸出后再分別與掃頻信號混頻、低通濾波、后級放大，得到同相分量和正交分量的直流信號，送入單片機進行ADC轉換并進行數據處理，計算得到相位和幅度，通過液晶顯示幅頻特性和相頻特性曲線。系統實現了從10 Hz～110 MHz的點頻輸出模式和掃頻輸出模式，掃頻模式最小步進為100 kHz。

圖2 系統總體框圖

2 硬件設計

2.1 正交信號源

本系統的兩路正交信號由DDS模塊AD9854產生，它采用先進的DDS技術，在高穩定度時鐘的驅動下，AD9854將產生一高穩定的頻率、相位、幅度可編程的正弦和余弦信號。AD9854數字調制輸出頻率可達110 MHz。AD9854正交數字信號發生器包括一個48 bit的相位累加器，可編程基準時鐘乘法器，反辛格濾波器，數字乘法器，兩個12 bit/300 Hz數模轉換器，一個高速模擬比較器和內部邏輯電路。正弦和余弦輸出分別由I和Q通道輸出［12］。它們的最大輸出值由56腳的電阻決定，最大輸出電流為20 mA。但是一般都設置為10 mA輸出，這樣可以有較好的無雜散動態比。模數輸出的最大電壓范圍是-0.5 V～+1.0 V。電壓超出這個范圍會使波形失真，甚至損壞器件。AD9854具有兩個逆sinc函數濾波器，能夠對信號進行sin(x)/x校正，補償DAC輸出頻譜中固有的sin(x)/x滾降效應，這種校正能夠保證寬帶信號如QPSK(四相制移相鍵控信號)在從DAC輸出時，幅度不會隨著頻率變化而產生突變。由逆sinc函數濾波器輸出的信號將會乘上1個衰減因子，然后再送入到D/A的轉換器。通過配置I、Q支路AM調整寄存器，用戶可以設置這個衰減因子的大小，該寄存器為12 bit，衰減因子的數值范圍是0～4 095/4 096。AD9854輸出實際上是內部DAC轉換輸出的數字量化波形，因此需要加濾波來平滑波形，圖3為本系統使用的AD9854輸出濾波電路。

2.2 寬頻AGC電路

由于AD9854的輸出的正交信號的幅度小且其幅度會隨頻率的改變而發生變化，如果直接送到混頻器，非理想的幅度平坦度將嚴重影響系統的精度，因此需要對輸出信號的幅度進行調理。具體做法是，首先，校準幅度，即采用示波器測出不同頻率下的正交掃頻信號的輸出電壓，使用單片機重新配置AD9854內部的衰減因子，使得在10 Hz～110 MHz帶寬內不同頻率下正交掃頻信號的幅值穩定在200 mV。其次，通過以寬頻電流型運放THS3201為核心的寬帶放大器將校準的正交信號進行放大，使輸出穩定在1.9 Vpp，寬頻AGC電路如圖4所示，電路由兩級寬帶放大器級聯而成，兩級的增益為18.6 dB。

圖3 AD9854專用濾波器電路圖

圖4 寬頻AGC電路

2.3 混頻電路

混頻采用乘法器專用芯片AD835，它是一個電壓輸出四象限乘法器，其傳遞函數為W=XY+Z; -3 dB帶寬高達250 MHz［13］。若未加偏置信號(Z=0)，信號經混頻和濾波后輸出的直流信號范圍在-1 V～+1 V，為保證送入單片機的直流信號為正，必須在進行AD轉換前加1 V以上的直流偏置，本設計選擇在乘法器模塊加125 mV的直流偏置(即Z=125 mV)，經后級10倍的同相比例放大可保證送入單片機的直流信號為正。如圖5混頻電路所示，VCC通過電阻RES2和200Ω電位器分壓，在AD835的4腳得到125 mV的直流偏置。

圖5 混頻電路

2.4 信號調理電路

在本系統中，信號從乘法器輸出之后是一個帶有直流分量的混頻信號，為了使后級AD采樣時采得準確的諧振信號電壓，需要對該諧振信號進行濾波，因為本系統沒有低頻噪聲，直流信號中混雜的交流分量也較為固定，故利用TI公司的高精度低噪聲運放OPA227設計一階有源低通濾波器，截止頻率為1 Hz左右即可滿足要求。由截止頻率計算公式如圖6低通濾波器電路所示，取R=100 K，C=1μF，則f=1.59 Hz。實踐證明可以滿足系統要求。

圖6 低通濾波電路圖

2.5 其他模塊

單片機模塊采用超低功耗、具有精簡指令集且自帶12 bit A/D轉換器的MSP430F149模塊;鍵盤模塊采用4×4薄膜矩陣鍵盤;液晶顯示模塊采用帶字庫的12 864;電源模塊采用7 805和7 905分別穩壓得到+5 V和-5 V。被測網絡選用RLC諧振網絡，其中心頻率為20 MHz。

3 軟件設計

3.1 軟件系統介紹

該設計軟件部分采用C語言編寫。總程序由調度模塊，鍵盤服務程序，ADC模塊及菜單顯示服務子程序構成。其中自動校準時將被測網絡短接，經過一次掃頻將系統誤差存儲在單片機中，然后接入被測網絡，對應的每一個頻率點的誤差將被糾正得到誤差較小的值計算得到幅頻和相頻。幅頻特性曲線和相頻特性曲線采用12 864液晶顯示，為保持整個曲線的完整顯示采用了相應的算法。

3.2 軟件流程圖介紹

程序流程圖如圖7所示，系統可進行點頻和掃頻兩種模式，點頻直接通過鍵盤輸入頻率后會在液晶上顯示結果。掃頻分默認和鍵盤輸入兩種方式，默認的掃頻方式頻率范圍為10 Hz～110 MHz，步進100 kHz掃頻，掃頻時間小于5 s，鍵盤輸入可靈活設定下限頻率freq-l、上限頻率freq-h和頻率步進freq-b。

圖7 主程序流程圖

正交信號源的輸出分點頻和掃頻兩種模式，可以通過選擇AD9854的可編程操作模式(一共有5種模式)來進行選擇輸出模式，可通過對并行操作地址為1FH控制寄存器中的3個相關位進行編程設置，設置為000時(寄存器0x1F=0x00)為單信號模式，即點頻模式;設置為010時(寄存器0x1F= 0x04)為斜率FSK模式，即掃頻模式。點頻模式下，頻率控制字FTW=(點頻輸出頻率值×2N)/系統時鐘，FTW必須轉換為內部的權重為1或0的48 bit串行二進制碼;在掃頻模式下，頻率可以設定從F1到F2以某一步進掃頻輸出，步進值存儲并行寄存器10Hex～15Hex中，它是一個48 bit的雙作用的斜率步進寄存器。本設計的掃頻范圍是10 Hz～110 MHz，步進100 kHz。AD9854內部幅度調整是通過兩個逆sinc函數濾波器，對信號進行sin(x)/x校正補償，保證幅度不會隨著頻率變化而產生突變。

4 系統測試

4.1 測試儀器與測試方案

測試儀器:數字萬用表(DT-830B)、雙蹤示波器(GDS-1062A)、矢量網絡分析儀(Agilent Technologies E8362B)。

測試方案:(1)采用雙蹤示波器，測量正交掃頻信號源的幅度和頻率，并記錄在表1中。

(2)接入被測網絡，測試頻率范圍內掃頻儀的各項參數，記入表2中;記錄測得的幅頻特性曲線和相頻特性曲線。

4.2 測試結果及分析

系統的參數測試結果如表1和表2所示。

表1 I通道、Q通道輸出頻率、幅度及誤差測試表

從表1可得出，正交掃頻信號源的頻率穩定度優于10-4，幅度平衡最大誤差為2.105 2%，低于5%，滿足系統要求。

表2 掃頻儀與RLC被測網絡參數

由表2可得，掃頻儀的輸入輸出阻抗均為50Ω，經測試可以進行點頻測量，被測網絡的的中心頻率、帶寬、品質因數、增益等均達到了設計要求。

利用制作的掃頻儀測得待測網絡的幅頻特性曲線和相頻特性曲線如圖8和圖9所示，中心頻率為20 MHz。

圖8 幅頻特性曲線液晶顯示

圖9 相頻特性液晶顯示

5 結論

本文采用DDS芯片AD9854來產生高性能的正交信號源，解決了測量過程中幅度非對稱性、幅度平坦度和相位非正交性影響測量精度的問題，實測結果表明，正交信號源的頻率穩定度均小于10-4;I路信號幅度平坦度為2.381%，Q路信號幅度平坦度為3.529%;正交信號幅度平衡誤差最大為3.529%;針對信號輸出幅度隨頻率變化而變化的問題，結合單片機MSP430F149，利用AD9854內部的幅度調整功能，拓寬了測頻范圍，實測結果表明，掃頻頻率范圍為10 Hz～110 MHz;測試時，選擇RLC諧振網絡為被測網絡，其中心頻率為20 MHz，誤差為2.50%;有載品質因數誤差為0.700%。該掃頻儀輸入阻抗為50Ω，輸出阻抗為50Ω，低成本，便攜式，具有較好的應用價值和工程參考價值。

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［4］陳尚松，郭慶，黃新.電子測量與儀器［M］.3版.北京:電子工業出版社，2012:302-310.

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張學斌(1982-)，男，漢族，湖南溆浦人，懷化學院電氣與信息工程學院，實驗師，碩士研究生，主要研究方向為嵌入式系統及應用，zxb200210321@163.com;

錢瑩晶(1983-)，女，漢族，湖南溆浦人，懷化學院電氣與信息工程學院，講師，碩士研究生，主要研究方向為實時信號處理、高性能電路，equ123456@ sina.com;

張仁民(1981-)，男，漢族，湖南婁底人，懷化學院電氣與信息工程學院，副教授，博士研究生，主要研究方向為實時信號處理，嵌入式儀器儀表，zrm@ pku.edu.cn。

Development of Portable Broadband Spectrum Analyzer Based on Digital Zero-IF Quadrature Demodulation Technology*

ZHANG Xuebin*，QIAN Yingjing，ZHANG Renmin，DENG Zhiming

(Institute of Electrical and Information Engineering，Huaihua College，Huaihua Hu’nan 418008，China)

In view of the fact that the cost and volume of current commercial spectrum analyzer can’t fullymeet the application requirements，a development method of low cost and portable broadband spectrum analyzer is proposed.Themethod uses digital Zero-IF demodulation technology，it overcomes the defects that themeasurement circuit is complex and the measurement precision is low in the traditional direct frequency measurement method.The high performance quadrature signal source is used to reduce the influence of amplitude asymmetry，amplitude flatness and phase non orthogonality on themeasurement precision.Internal circuitbroadens themeasurement frequency range for 10 Hz～110 MHz by using the orthogonal signal amplitude adjustment function.The experimental results verify the effectiveness of the design.

spectrum analyzer;amplitude adjustment;Zero-IF demodulation technology;Broadband;portable

C:1250;7210

10.3969/j.issn.1005－9490.2017.01.014

TN741

:A

:1005－9490(2017)01－0071－06

項目來源:武陵山片區生態農業智能控制湖南省重點實驗室項目(ZNKZ2015-2)

2016-01-29修改日期:2016-03-15