一種有時序要求的超低壓多輸出電源設(shè)計

文/馮悅 張旭東 張利莉 張倩倩

一種有時序要求的超低壓多輸出電源設(shè)計

文/馮悅 張旭東 張利莉 張倩倩

傳統(tǒng)的星載電源采用直接變換的方式，將星上母線電壓轉(zhuǎn)換為負載所需要的電壓。由于輸入電壓（42V、100V）與輸出電壓（1.2V、2.5V、3.3V）之間傳輸比過大，難以實現(xiàn)高精度、高可靠控制。輸入保護、功率變換、整流等部分損耗大，宇航級功率器件的開關(guān)損耗高于工業(yè)級器件，實現(xiàn)高效率的難度大；輸出電壓低至1.2V（與二極管壓降相當(dāng)），輸出電流大，難以實現(xiàn)高效率。為解決上述一系列問題，設(shè)計了一種高效率超低電壓多輸出模塊電源，同時具有時序功能。基于該技術(shù)的電源相比同類電源，效率提高15%，體積減小20%，重量減少25%。

多輸出電源 超低壓輸出 時序控制小型化

1 引言

衛(wèi)星電源系統(tǒng)由電源、電源控制設(shè)備、電源變換器及電源配電等部分構(gòu)成，電源變換器（即模塊電源）肩負著將一次母線電源轉(zhuǎn)化為二次電源的重任，還兼具對母線的隔離和對負載的保護作用，因此，模塊電源的可靠性直接影響航天器的可靠性和設(shè)計壽命。有時序要求的多輸出電源主要給星上設(shè)備的集成電路供電，如單片機、FPGA、ASIC芯片等。因此，設(shè)計高可靠、小型化、高效率的電源對航天器有著重要的意義。傳統(tǒng)的低壓輸出模塊電源采用直接功率變換的方式，或是先將輸出電壓轉(zhuǎn)換為5V，然后經(jīng)過線性穩(wěn)壓器輸出。如果采用直接變換輸出方式，會造成磁性器件、開關(guān)管上的損耗較大，導(dǎo)致器件發(fā)熱，降低電源效率。如果采用線性穩(wěn)壓器輸出方式，由于線性穩(wěn)壓器功耗由兩端壓降和通過電流決定，如果輸出電流較大，也會降低電源效率。基于上述原因，設(shè)計了基于兩級式拓撲變換技術(shù)的超低壓多輸出模塊電源。

2 拓撲選擇

單端正激變換器電路拓撲如圖1所示，由開關(guān)管M、整流二極管和續(xù)流二極管、變壓器T、輸出濾波電感L和濾波電容C組成，該電路是在BUCK電路的基礎(chǔ)，增加隔離變壓器T而來。為了防止變壓器飽和，一般增加復(fù)位繞組，變壓器的激磁能量可以通過復(fù)位繞組、二極管回饋到輸入端，因而相比反激變換器，效率較高，為了保證有效復(fù)位，復(fù)位繞組與變壓器原邊繞組需緊密耦合，一般設(shè)計復(fù)位繞組與變壓器原邊繞組匝數(shù)相同。

圖1為單管正激拓撲，由于肖特基二極管D1正向壓降一般為0.6～0.8V，在低壓輸出場合中，二級管壓降占輸出電壓的比例較大，使得變換器器效率無法提高，因此，改變以往傳統(tǒng)的設(shè)計方法，整流側(cè)采用通態(tài)壓降更低的MOS管代替二極管，如圖2所示。前級采用單管正激+同步整流實現(xiàn)100V到5V電壓變換。

整流管M2與原邊開關(guān)M1同時開通和關(guān)斷，續(xù)流管M3與整流管M2互補導(dǎo)通。MOS管的漏源之間有寄生的體二極管，在整流管無驅(qū)動信號時，電流仍然可以由體二極管流通，但該體二極管的正向?qū)▔航岛头聪蚧謴?fù)時間都比同步整流管大得多，因此在實際使用中并聯(lián)肖特基二極管D1和D2。

采用兩級式拓撲變換，后級采用TPS50601降壓電路實現(xiàn)5V到2.5V電壓變換。TPS50601為帶抗輻照指標的降壓芯片，輸出電流降額后為最大為3A。由于該芯片尺寸小，效率高，輸出功率大，且具有較高的開關(guān)頻率，能夠減少輸出電感器的尺寸，能夠滿足電源小型化、高效率要求，因此被應(yīng)用到后級電路實現(xiàn)5V到2.5V電壓變換。

3 工作原理

電源技術(shù)指標如下：輸入電壓為DC 100 V；開關(guān)頻率為200 kHz；輸出電壓/電流為+5V/3.5A，+12V/0.8 A，-12 V/0.3 A，2.5V/2.5 A；轉(zhuǎn)換效率≥78%。要求輸出電壓建立的順序為-12V 輸出電壓最先建立，其次是2.5V，其次是+12V，最后為+5V。

圖1：單管正激拓撲

圖2：單管正激加同步整流拓撲

圖3：變換器組成原理框圖

圖4：TPS50601設(shè)計電路

圖5：+12 V路的時序控制電路

圖3為電源變換器組成原理框圖，變壓器的副邊有三路輸出繞組，第一路輸出電壓經(jīng)整流濾波后產(chǎn)生+5V電壓，該電壓作為PWM控制電路的基準，由+5V電壓再經(jīng)降壓芯片產(chǎn)生+2.5V電壓；第二路輸出電壓經(jīng)整流濾波后，產(chǎn)生+12V電壓，第三組輸出經(jīng)整流濾波和LDO線性穩(wěn)壓器后，產(chǎn)生-12V電壓。采用延時電路實現(xiàn)+5V、+12V電壓的延時輸出。

4 理論計算

4.1 功率變壓器設(shè)計

模塊電源采用一個變壓器實現(xiàn)四路輸出，要綜合考慮電源的額定功率，各路輸出電壓、轉(zhuǎn)換效率、磁芯的窗口利用率以及磁芯的最佳磁密度。變壓器磁芯選用PC40P22/13Z。

式中：Dmax為PWM最大占空比，ΔB為磁通密度變化量(G)，Ae為磁芯面積（cm2），f為開關(guān)頻率（kHz）

次級繞組匝數(shù)為：

按照式（1）～（2）計算得：+5 V輸出Np 為28匝，Ns為5匝；+12V輸出Ns 為11匝，-12V輸出Ns為12匝。變壓器導(dǎo)線電流密度取6～8 A/mm2。

為了保證輸出電壓穩(wěn)定度和交叉調(diào)整率，變壓器繞制采用三明治繞制方法，既：原邊繞組分內(nèi)外兩層繞制，并將三路輸出繞組包夾在原邊繞組內(nèi)外兩層之間繞制。

4.2 輸出濾波電感設(shè)計

電源的四路輸出共用一個電感器,即四路的輸出電感疊繞在一個磁芯，四路輸出電感通過分層均勻繞制在一個磁芯內(nèi)，改善輔路輸出的交叉調(diào)整率。

以+5V為主路計算該路電感量+5V路輸出的額定電流Io為3.5 A。依照輸出電壓紋波和動態(tài)特性的要求，通常選取輸出電感的紋波電流值為額定情況下負載電流的20%，輸出電感量表達式為：

按照式（3）計算，留有一定的裕量，取電感量大小為電感量L0 =70μH。

設(shè)計耦合電感時，耦合電感的匝比與變壓器次級側(cè)的匝比相同，能夠減小輔路輸出紋波，否則，會造成電源的四路輸出存在環(huán)流，增大四路輸出紋波。由此可算出+5V所需電感匝數(shù)為15匝，+12V所需電感匝數(shù)為33匝。-12V所需電感匝數(shù)為36匝。

4.3 降壓芯片設(shè)計

設(shè)計了基于降壓芯片TPS50601的外圍應(yīng)用電路，如圖4所示，芯片功率輸入端PVIN設(shè)置有LC濾波器，抑制使芯片輸入端口電壓干擾信號。控制輸入端VIN對地電容C83需要布置在芯片管腳根部，避免高頻雜波對芯片控制端產(chǎn)生干擾。通過設(shè)置電阻R92的值，使芯片開關(guān)頻率達到500Hz。

對于輸出濾波電感L5的值，可根據(jù)公式（4）計算：

需注意的是，由于TPS50601為非隔離降壓芯片，在進行PCB設(shè)計時，需要注意嚴格按照功率流向布局，控制電路和功率電路盡量避免在同一層PCB布局。

4.4 時序控制電路設(shè)計

+12V時序控制電路如圖5所示。+12V經(jīng)MOS管延時輸出。MOS管前級為+12V1，經(jīng)電阻R3、R4分壓對C1充電，當(dāng)C1上的電壓大于三極管Q1開通電壓時，三極管Q1導(dǎo)通，通過合理設(shè)置電阻R1、R2的值，使MOS管GS電壓在10V左右，使MOS管開通，+12V延時輸出。改變R3，C1的大小可以控制+5V、+12V的延時時間。由于+5V輸出要晚于+12V輸出，因此，+5V時序控制電路在+12V時序控制電路的基礎(chǔ)上，在R2位置并聯(lián)一個電容C2，來實現(xiàn)延時啟動功能。

表1

圖6：電源輸出電壓時序圖

5 關(guān)鍵點波形和數(shù)據(jù)

表1列出電源在額定100V輸入電壓下，四路輸出在空載和滿載情況下的輸出電壓值。

圖6為電源輸出電壓時序圖，各路輸出電壓如圖6所示，四路輸出電壓均為單調(diào)上升，-12V最先建立，其次是2.5V，其次是+12V、最后為+5V，驗證了時序控制電路設(shè)計的正確性。

6 結(jié)論

本文設(shè)計了一種有時序要求的超低壓多輸出電源，改變傳統(tǒng)設(shè)計方法，采用兩級式拓撲變換，采用一個變壓器、一個電感實現(xiàn)電源四路輸出，具有良好的交叉調(diào)整率，在電源的小型化設(shè)計上具備優(yōu)勢。同時具有輸出時序控制功能，效率達到81%，具有較高的應(yīng)用前景。

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作者單位 北京衛(wèi)星制造廠 北京市 100190

馮悅（1985-），于2011年畢業(yè)于北京交通大學(xué)，獲碩士學(xué)位。工程師。研究方向為衛(wèi)星電源。