基于軟開關MERS PFC電路拓撲及性能分析

程苗苗，劉治國，涂春鳴，張忠杰，包躍躍

（湖南大學電氣與信息工程學院，長沙 410082）

基于軟開關MERS PFC電路拓撲及性能分析

程苗苗，劉治國，涂春鳴，張忠杰，包躍躍

（湖南大學電氣與信息工程學院，長沙 410082）

由于電流連續型功率因數校正（CCM PFC）電路能夠最大限度地減少網側電流諧波以及提高網側的輸入功率因數，被廣泛地應用于各種功率變換器的前端電路結構中。文中基于電感電容諧振的軟開關技術，提出了一種新型的CCM PFC電路拓撲——磁能回復開關型功率因數校正（MERS PFC）電路。通過合理的控制，該電路不僅具有較高的輸入功率因數，同時實現了全功率開關器件的零電流開通及零電壓關斷。其次，文中對所提出的電路拓撲建立電氣模型，詳細分析了每一個開關周期內的電壓電流工作特性，推導出其升壓比計算公式，仿真驗證了建模以及公式推導的正確性。在此基礎上，文中詳細討論了所提出的MERS PFC電路的工作性能。計算表明，在開關頻率為10 kHz時，該電路的功率器件損耗比傳統boost PFC電路減少了約39%，具有更高的效率。同時，在同樣的參數條件下，和傳統的boost PFC電路相比，所提出的新型結構具有更高的升壓能力。最后，實驗結果驗證了所提出的MERS PFC電路及其軟開關工作特性。

電路拓撲；功率因數校正；軟開關技術；性能分析

隨著開關電源、不間斷電源等電力電子設備的廣泛應用，電網電流的諧波問題日趨嚴重。這個問題已經引起了普遍的關注[1-4]。功率因數校正PFC（power factor correction）技術因其能減少電流的諧波含量和提高電網側的功率因數成為新的研究熱點。然而，傳統的功率因數校正電路因其開關采用硬開關技術，隨著開關頻率的增加，電路的開關損耗、二極管的反向恢復損耗和電磁干擾逐漸增大，為解決這些問題，提出各種軟開關拓撲結構，其中在主電路開關器件中增加一個輔助換相電路來實現零電壓開關或零電流開關方法引起學者們的關注和研究。這種通過輔助換相電路實現主電路開關器件的軟開關拓撲結構，雖然使主開關器件實現了軟開關特性，但是輔助開關器件仍然采用的硬開關技術，不能很好地減少開關損耗，提高效率，同時這種拓撲結構的控制難度增加[5-8]。

另一方面，新型的軟開關電路拓撲單元——磁能回復開關MERS（magnetic energy recovery switch）被提出并得到廣泛關注[9-11]。該電路利用電感和MERS內置電容的諧振從而實現開關的零電壓關斷以及零電流開通，大大降低開關損耗[9]。本文將其用于傳統的升壓PFC電路中，研究MERS在功率因數校正方面的應用，以實現電流連續模式下的軟開關功率因數校正電路。文中首先對MERS PFC拓撲結構及軟開關工作狀態進行了分析，仿真結果驗證了MERS PFC在實現功率因數校正的同時，實現了功率管零電壓關斷、零電流開通的軟開關技術，其次，對所提出的MERS PFC拓撲結構進行簡化并建立電氣模型，詳細分析其在每一個開關周期內的電壓電流特性，推導出其升壓比計算公式，仿真結果驗證了建模和公式推導的正確性。在此基礎上，分析討論了MERS PFC電路的工作性能。最后，實驗結果驗證了MERS PFC電路能實現功率因數校正及其軟開關工作特性。

1 MERS PFC拓撲結構及軟開關工作過程分析

1.1 MERS PFC電路

如圖1所示，在傳統的升壓型功率因數校正電路（boost PFC）的基礎上，把boost電路中的功率管換成具有軟開關特性的MERS，從而構建一種新型的功率因數校正電路，簡稱MERS PFC，其中MERS結構由一個小電容、兩個功率管和兩個二極管構成。

圖1 MERS PFC電路拓撲結構Fig.1 Topology of MERS PFC circuit

1.2 MERS PFC電路軟開關工作過程

MERS PFC電路軟開關工作狀態主要包括電容放電模式、并聯傳導模式、電容充電模式和MERS旁路模式4個階段，如圖2所示。

電容放電模式：假設MERS中的電容先預存電荷，當開關S1和S2開通時，電容開始放電，由于電感Ls的限流作用，使通過MERS的電流從0開始逐漸上升，從而實現了零電流開通。電容放電結束后，進入并聯傳導模式，電容電壓維持為零電壓，電流分別通過S1和D2、S2和D1形成回路，此時通過開關S1或S2的電流為MERS輸入電流的一半，直到S1和S2關斷，該階段結束。電容放電模式：開關S1和S2關斷，電流經二極管D1和D2對電容進行充電，電容電壓從零開始迅速增加，從而實現了零電壓關斷。MERS旁路模式：MERS被旁路，電流全部通過輸出二極管對負載和濾波電容供電。這一階段維持到下一個開關周期。

圖2 基于MERS的軟開關電路的狀態分析Fig.2 State analysis of MERS-based soft-switching circuit

2 MERS PFC電路仿真驗證

本文采用PSIM軟件進行仿真，對所提出電路的功率因數校正以及軟開關工作特性進行驗證。根據如圖1所示的主電路圖搭建仿真模型，電路仿真參數如表1所示。

表1 MERS PFC電路仿真參數Tab.1 Simulation parameters of MERS PFC circuit

在控制方法上，本文采用了預測占空比控制[12-13]，通過計算出合理的占空比來提高輸入功率因數。仿真結果如圖3和圖4所示。

圖3是輸入電壓uac和輸入電流iac波形，從圖3的仿真結果可以看出uac和iac基本保持同相位，測得功率因數為0.99。

圖3 輸入電壓和電流波形Fig.3 Waveforms of input voltage and input current

圖4是在每個開關周期內MERS中各部分的電壓電流波形，由圖4的仿真結果可知，在MERS電容電壓為零的這一區間里實現了MERS中功率管的零電壓關斷，由于MERS結構前電感Ls的限流作用，使流過MERS的電流從0逐漸上升，從而實現了功率管的零電流開通。

圖4 每個開關周期內的各部分電壓、電流波形Fig.4 Waveforms of voltage and current of different parts in every switching cycle

從圖3和圖4仿真結果表明，采用預測占空比控制的MERS PFC電路不僅能夠實現單位功率因數，而且實現了開關器件的軟開關特性，從而降低電路的開關損耗，提高了效率；同時，軟開關技術減小了對功率器件的電壓應力和電流應力，并大大減小了電路的電磁干擾EMI。

3 電氣建模及電路性能分析

從圖2可以看出，基于MERS結構的軟開關電路的工作狀態在一個開關周期內有4個階段，因此可以分別根據這4個階段的電壓電流特性建立起基于MERS軟開關電路的電氣模型。為了討論問題的方便，將MERS PFC電路的不可控整流輸出的脈動直流電壓用一恒定的電壓源替換，即構建基于MERS的boost電路，簡稱MERS boost變換器，如圖5所示。

圖5 MERS boost變換器拓撲結構Fig.5 Topology of MERS boost converter

本文以MERS boost變換器為例建立基于MERS軟開關電路的電氣模型。

3.1 基于MERS軟開關電路的電氣建模

在電流連續模式下，假設輸出濾波電容很大，使輸出電壓Udc保持恒定，同時假設輸入電壓E保持恒定，則在每個開關周期內基于MERS的軟開關電路仿真的電感電流、輸出電壓及MERS電容電壓的波形如圖6所示，其中，Udc為輸出電壓，uC為MERS電容電壓。

圖6 電感電流和電壓波形Fig.6 Waveforms of induction current and voltage

文中首先根據MERS boost電路每個開關周期的電壓和電感電流的工作特性推導出電感電流在圖2所示的每一階段結束后的數學公式。

3.1.1 電容放電模式

MERS內置小電容放電，其放電所產生的能量轉移到電感L上，則有

式中：uL為輸入電感電壓；E為輸入直流電壓；iL為輸入電感電流；L為輸入電感。聯立式（1）和式（2）可以推出

假設電感電流初始值為iL（t0），結合圖6可知其初始條件為

求解以上微分方程，從而得到MERS經電容放電模式結束時的電感電流iL（t1）為

式中，Tdis=t1-t0為MERS中電容放電所需時間。

3.1.2 并聯傳導模式

此時電容電壓為0，直流電源E對電感充電。可得并聯傳導模式結束時的電感電流iL（t2）為

式中，d為占空比。

3.1.3 電容充電模式

當開關管S1和S2關斷后，直流電源通過電感和二極管D1、D2對MERS中電容進行充電，在這一階段有

該階段的初始條件為

求得電容充電模式結束時的電感電流iL（t3）為

式中，Tcha=t3-t2為MERS中電容充電所需時間。

3.1.4 MERS旁路模式

此時電容電壓為輸出電壓Udc，直流電源和電感一起對負載放電，求得該階段結束時的電感電流iL（t4）為

在電流連續模式下，式（5）、式（6）、式（9）和式（10）分別為MERS PFC電路在每個階段結束時的電感電流的理論公式。

其次，根據已知條件推導出穩定運行時電感電流在每個開關周期內的最小值iL（t0）、最大值iL（t2）跟輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關系。

當系統穩定運行時，上一開關周期結束后的電感電流iL（t4）也就是下一開關周期開始的電感電流iL（t0），故有

聯立式（5）、式（6）、式（9）～式（11），可以推出iL（t0）關于輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的函數，即

其中：

根據式（5）和式（6）可求得最大值iL（t2）與輸入直流電壓E和輸出電壓Udc的關系。

最后，由有效值定義計算出每個開關周期電流的有效值，理論上，該有效值應與據功率守恒計算出來的有效值相等，從而推導出其升壓比公式。

由于MERS中小電容充放電時間比較短，因此在圖6所示的仿真圖中，從t0到t1、t2到t3這兩段時間內，這兩段電感電流的變化用直線來近似描述，那么電感電流在每個開關周期內波形為如圖7所示的三角波。

圖7 電感電流波形近似Fig.7 Approximation of induction current waveforms

根據圖7，由有效值定義，推導出電感電流在一個開關周期內的有效值iL，rms為

將式（6）和式（12）代入到式（13）中，即可得到電感電流有效值iL，rms是關于輸出電壓Udc和輸入直流電壓E和占空比d的方程。

根據功率守恒可以求得理想的電感電流有效值為

由式（13）和式（14）可知

從而得到輸出電壓Udc是關于輸入電壓E、負載電阻R和占空比d的函數。

通過理論分析得出，在電流連續模式下，當占空比一定時，輸出電壓隨著負載電阻R變化而變化，當負載電阻R一定時，其輸出電壓隨著占空比變化而變化。

3.2MERS PFC性能分析

3.2.1 升壓比特性

對圖2所示MERS PFC的工作狀態進行分析，在每個開關周期內，MERS結構中的小電容在開通期間將儲存的能量轉移到電感上，在關斷期間將該能量轉移到輸出側，因此，與傳統功率因數校正電路相比，在同樣的占空比情況下，所提出的MERS PFC電路具有更高的升壓比。

本文對如圖5所示的MERS boost變換器與傳統boost變換器進行仿真分析來比較其升壓比特性，從而推導出MERS PFC電路和傳統boost PFC電路的升壓比性能。仿真參數見表2。

表2 MERS boost電路仿真參數Tab.2 Simulation parameters of MERS boost circuit

根據理論公式（15）可知MERS boost變換器輸出電壓隨著負載電阻和占空比的變化而變化，假設占空比d取恒定值，如取d=0.5，觀察MERS boost變化器升壓比隨負載電阻的變化情況，如圖8所示。

圖8 固定占空比條件下，升壓比隨著負載變化情況Fig.8 Changes of boosting ratio with load at the same duty cycle

從圖8可以看出，MERS boost變換器仿真結果與數學建模得到的理論計算分析結果基本吻合，從而驗證了MERS boost變換器電氣模型的正確性。在負載R=300 Ω左右時，MERS boost變換器的升壓比是傳統boost變換器的2倍左右，且隨著負載電阻增大，MERS boost變換器與傳統boost變換器的升壓比差異越大。

為了討論升壓比與占空比的關系，假設負載R=200 Ω，當占空比從0.1逐漸變化到0.9時，其升壓比的變化情況如圖9所示。

圖9 固定負載電阻條件下，升壓比隨占空比的變化情況Fig.9 Changes of boosting ratio with duty cycle with the same load resistance

從圖9可以看出，在電阻一定時，MERS boost變換器的升壓比隨著占空比增加而升高，當d=0.5時，MERS boost變換器的升壓比是傳統的1.7倍左右，且隨著占空比的增加升壓比逐漸增大。這一結果說明了MERS PFC電路在升壓比這一性能上優于傳統的boost PFC電路，仿真和計算結果的高度吻合證明了對MERS的軟開關電路的電氣建模的正確性。

圖10（a）是在占空比固定的條件下，升壓比隨Cs的變化情況。由圖10（a）可知，在占空比固定時，同一負載，不同的Cs值，其升壓比變化不同，升壓比隨著Cs增大而增大。圖10（b）是在負載電阻固定條件下，升壓比隨Cs變化情況。從圖10（b）可以看出，在固定負載電阻條件下，同一占空比時，Cs電容值增大，升壓比越大。以上仿真結果表明了MERS boost變換器的升壓比比傳統boost電路要高，且隨著MERS內置電容Cs值的增大而愈明顯。

然而，MERS中電容Cs值越大，電容Cs兩端電壓峰值會很大，對器件的選擇有一定的限制，因此應該結合兩方面的因素合理選擇電容Cs值。

圖10 升壓比隨不同Cs值的變化情況Fig.10 Changesofboostingratiowithdifferentvaluesof Cs

3.2.2 開關器件損耗

功率管和二極管損耗主要由開通損耗Pon、關斷損耗Poff和導通損耗Pcon3部分組成，其公式[14]分別為

式中：VFR為正向恢復最大電壓；VF為正向導通壓降；IF為正向導通電流；tfr為正向恢復時間關斷損耗；Qrr為反向恢復電荷；VR為反向恢復電壓；Kf為二極管反向恢復電流的溫度系數；irrm為反向恢復電流；trr為反向恢復時間；Id為通過二極管電流的平均值。

功率管IGBT的損耗計算公式為

式中：Eon為開通損耗，mJ；Eoff為關斷損耗，mJ；VCE為導通時IGBT集電極與發射極管壓降；ic為通過IGBT的集電極平均電流。

根據MERS PFC的仿真結果，結合型號為RHRP30120的快恢復二極管和FGA25N120ANTD的IGBT數據手冊，計算出MERS PFC和傳統boost PFC電路的開關器件損耗如表3所示。

表3 MERS PFC和boost PFC電路開關器件損耗Tab.3 Loss of switching device for MERS PFC and boost PFC circuits

從表3結果可以看出，在開關頻率為10 kHz時，雖然MERS PFC電路比傳統boost PFC電路需要更多數量的開關器件，但在開關器件損耗方面，MERS PFC電路比傳統的boost PFC電路減少了31.06 W，與傳統boost PFC開關器件相比減少了約39%的損耗。進一步計算在不同的開關頻率下，兩種電路開關器件損耗如圖11所示。

圖11 開關器件損耗隨著開關頻率變化情況Fig.11 Changes of loss of switching device with the switching frequency

從圖11中可以看出，當開關頻率小于1.1 kHz左右，MERS PFC電路開關器件損耗和傳統的boost PFC電路開關器件損耗近似相等；在開關頻率大于1.1 kHz左右時，MERS PFC電路比傳統boost PFC電路的開關器件損耗小，且隨著開關頻率的增大，兩種電路開關器件損耗差異越大。當開關頻率為100 kHz時，MERS PFC電路比傳統的boost PFC電路減少了462.93 W，占傳統boost PFC開關器件損耗的90.4%。

由以上分析可知，隨著開關頻率的增加，MERS PFC電路與傳統的boost PFC電路相比，開關器件的損耗大大降低。同時，較高的開關頻率還有利于電路中電感等器件的選擇，進一步減小損失，縮小體積。這表明實現軟開關技術的MERS PFC電路可以提高電路的整體效率，并且隨著開關頻率增加，效率提高越明顯。另一方面，軟開關技術減小了對功率器件的電壓應力、電流應力和二極管的反向恢復損耗，降低了電路的電磁干擾。

4 實驗驗證

實驗具體參數如表4所示。主電路中快恢復二極管的型號是RHRP30120，IGBT開關器件的型號是FGA25N120ANTD，采用預測占空比控制MERS PFC電路。

表4 MERS PFC電路實驗參數Tab.4 Experimental parameters of MERS PFC circuit

圖12是實驗測得的輸入電壓和輸入電流波形。圖13是實驗測得的在每一個開關周期內，流過開關管IGBT的電流和其兩端電壓的波形。

圖12 輸入電壓和輸入電流波形Fig.12 Waveforms of input voltage and input current

圖13 IGBT兩端電壓和電流波形Fig.13 Waveforms of voltage and current of IGBT

從圖12中可以看出輸入電壓和輸入電流基本同相。實驗結果證明了采用預測占空比控制的MERS PFC電路能較好地實現功率因數校正的功能。

從圖13中可以看出，MERS PFC中功率管IGBT實現了零電流開通，零電壓關斷，從而減少了功率管的開關損耗，提高了效率。實驗結果驗證了MERS PFC電路實現功率因數校正的同時，也實現了全功率管的軟開關特性。

5 結 語

針對開關頻率增加時硬開關功率因數校正電路存在著開關損耗增大、電磁干擾嚴重等問題，文中提出一種新型的軟開關拓撲結構MERS PFC，分析了MERS PFC的軟開關工作狀態，并建立了基于MERS軟開關電路的電氣模型，推導出升壓比公式。仿真和實驗結果驗證了MERS PFC在實現功率因數校正的同時，也實現了功率管的軟開關特性。文中對所提出的MERS PFC電路的升壓比和開關器件兩個方面的性能進行詳細的分析計算。計算及仿真結果表明，在同樣參數條件下，MERS PFC電路與傳統boost PFC電路相比，前者具有更高的升壓能力和效率。

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Topology and Performance Evaluation Based on Soft-switching of MERS PFC Circuit

CHENG Miaomiao，LIU Zhiguo，TU Chunming，ZHANG Zhongjie，BAO Yueyue
（College of Electrical and Information Engineering，Hunan University，Changsha 410082，China）

Owing to the fact that continuous current mode power factor correction（CCM PFC）circuit can be used to significantly reduce current harmonics and improve the power factor on grid-side，it is widely used in the front-end circuit of different power converters.Based on the soft-switching technology of LC resonant circuit，a novel CCM PFC circuit topology，i.e.，a magnetic energy recovery switch power factor correction（MERS PFC）circuit，is proposed in this paper.First，through proper control，this circuit not only possesses a high input power factor，but also achieves zero current turn-on and zero voltage turn-off on a full power switching device.Then，an electrical model is established for the proposed circuit，and the voltage-current operation characteristics in each switching cycle are analyzed in detail.Moreover，a boost ratio formula is proposed，and simulation results prove the validity of modeling and derived formulas.On this basis，the operation performance of MERS PFC circuit is discussed.Calculation results show that compared with the traditional boost PFC circuit，the loss of the proposed circuit is reduced by about 39%at the switching frequency of 10 kHz，indicating a higher efficiency；meanwhile，it has a higher boost capacity with the same parameters.Finally，experimental results verify the proposed MERS PFC circuit and its soft-switching operation characteristics.

circuit topology；power factor correction（PFC）；soft-switching technology；performance evaluation

TM714

A

1003-8930（2017）10-0022-08

10.3969/j.issn.1003-8930.2017.10.005

2016-01-28；

2017-07-23

國家自然科學基金青年科學基金資助項目（51307048）；湖南省科技計劃資助項目（2015WK3004）

程苗苗（1982—），女，博士，副教授，研究方向為軟開關技術、無功補償、分散式電源系統的穩定性。Email：mmcheng_hnu@126.com

劉治國（1992—），男，碩士研究生，研究方向為軟開關DCDC變換器拓撲及其控制方法。Email：liu318429@163.com

涂春鳴（1976—），男，博士，教授，博士生導師，研究方向為電力電子技術在電力系統中的應用。Email：chunming_tu@263.net