并聯(lián)全橋LLC諧振變換器直流母線電壓控制方法

李國棟，閆海云，陳培育，王旭東，貝太周

（1.國網(wǎng)天津市電力公司，天津 300010；2.天津大學(xué)電氣自動化與信息工程學(xué)院，天津 300072）

并聯(lián)全橋LLC諧振變換器直流母線電壓控制方法

李國棟1，閆海云2，陳培育1，王旭東1，貝太周2

（1.國網(wǎng)天津市電力公司，天津 300010；2.天津大學(xué)電氣自動化與信息工程學(xué)院，天津 300072）

為了解決并聯(lián)全橋LLC諧振型DC-DC變換器直流母線電壓控制問題，提出了一種基于半橋/全橋結(jié)構(gòu)切換的控制策略。在輕載的工況下通過改變開關(guān)管驅(qū)動信號，將全橋LLC轉(zhuǎn)化為半橋LLC，解決了在光伏儲能微電網(wǎng)中直流母線電壓無法精確控制的問題。同時利用電壓死區(qū)控制器和電流死區(qū)控制器，達到直流母線電壓控制和兩路并聯(lián)均流的效果。為了驗證方法的正確性和有效性，利用7 kW樣機進行了實驗驗證。結(jié)果顯示，該方法有效降低了電壓紋波，縮短了負(fù)荷投切時的電壓調(diào)節(jié)時間，并實現(xiàn)了兩路并聯(lián)均流。

LLC諧振變換器；全橋和半橋；輕載工況；直流母線電壓控制；均流

隨著光伏產(chǎn)業(yè)的蓬勃發(fā)展，光伏發(fā)電在新能源中占據(jù)主導(dǎo)地位，但是由于光伏板與地之間存在寄生電容，就會產(chǎn)生漏電流，它不僅對人身安全造成威脅，也對設(shè)備造成損害，因此光伏系統(tǒng)中采用電氣隔離成為研究重點[1]。傳統(tǒng)光伏系統(tǒng)采用工頻變壓器進行隔離，體積大、笨重、成本高、效率低，LLC諧振變換器相對傳統(tǒng)工頻變壓器，減輕了重量、縮小了體積、降低了成本，又提高了電能質(zhì)量和安全性[2-3]，LLC諧振變換器與其他3種隔離型DC-DC變換器在文獻[4]中進行詳細的討論。

諧振技術(shù)作為實現(xiàn)軟開關(guān)的一種優(yōu)化方法得到了人們普遍的關(guān)注，在變換器中，它以諧振網(wǎng)絡(luò)作為基本變換單元，通過其發(fā)生諧振時電路中的電壓或電流可以周期性地降為零，從而使開關(guān)管可以零電壓或零電流導(dǎo)通關(guān)斷[5]，降低了開關(guān)損耗，可在全負(fù)載范圍內(nèi)實現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)。

同時LLC諧振變換器也存在問題，如在輕載條件下電壓增益超出規(guī)定范圍，解決這個問題的傳統(tǒng)方法是提高開關(guān)管的工作頻率，而頻率的大幅度增加必然會導(dǎo)致ZVS丟失的問題，也會引起輸出電壓的紋波增大，效率降低，增加電磁干擾[6]。

為了更好地實現(xiàn)母線電壓控制，本文提出在重載工況下利用全橋LLC變換器對母線電壓進行控制，在輕載工況下利用半橋LLC變換器對母線電壓進行控制，當(dāng)輕載與重載相互轉(zhuǎn)換的同時也實現(xiàn)半橋與全橋的相互轉(zhuǎn)換，并且不需要使用高頻驅(qū)動，還可以減少電壓紋波。本文首先分析了由全橋轉(zhuǎn)換到半橋的原理，并分析了LLC變換器的增益曲線，最后通過實驗對所提出的方法進行驗證。

1 輕載直流母線電壓控制問題

在圖1所示的光伏儲能微電網(wǎng)中，LLC后級630 V直流母線電壓由逆變器控制，而前級400 V直流母線電壓由LLC控制。當(dāng)LLC處于輕載狀態(tài)時，受限于電壓增益過高，當(dāng)后級電壓為630 V時，前級400 V直流母線電壓會略低于400 V。且由于受制于較窄的閉環(huán)帶寬，LLC的動態(tài)響應(yīng)比較慢[7]。

圖1 戶用光伏儲能微電網(wǎng)Fig.1 Residential microgrid with PV/energy storage

對LLC諧振變換器的精確分析會產(chǎn)生一個很復(fù)雜的模型，Steigerwald提出了一種簡單的方法——基波近似FHA（first harmonic approximation）[8-9]，用來分析輸出電壓和輸入電壓的比值（電壓增益），適用于諧振型變換器。圖2為全橋LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器勵磁電感Lm共同組成了諧振網(wǎng)絡(luò)，變壓器的變比為n∶1，Q1、Q2、Q3、Q4均為變壓器原邊的MOSFET，D1、D2、D3、D4均為變壓器副邊的二極管。圖 3為全橋LLC諧振變換器等效FHA電路模型，CPC表示整流二極管的寄生電容[9]，由此可得電壓增益為GFHA。在FHA等效電路中，電壓增益GFHA可以定義為

圖2 全橋LLC諧振變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Topological structure of full-bridge LLC resonant converter

圖3 FHA電路模型Fig.3 FHA circuit model

式中：f為LLC的工作頻率；Uo為輸出電壓；Uin為輸入電壓；Ro為負(fù)載。

圖4中，“全橋LLC增益理論曲線”即是對應(yīng)輕載工況下的式（1）的GFHA，“額定增益”為保持系統(tǒng)穩(wěn)定下的兩條直流母線的電壓比630 V/400 V。“全橋LLC增益理論曲線”出現(xiàn)先下降后上升的現(xiàn)象，導(dǎo)致以上兩條曲線沒有交點，說明全橋LLC在輕載工況下無法獲得額定增益，在LLC后級母線電壓由逆變器控制在630 V的情況下，LLC前級母線電壓會始終略高于400 V。

圖4 輕載工況下的半橋LLC和全橋LLC的增益曲線Fig.4 Gain curves of a half-bridge LLC and a full-bridge LLC under light load condition

2 全橋/半橋切換控制原理

在傳統(tǒng)頻率控制的基礎(chǔ)上，對LLC的變壓器原邊側(cè)的開關(guān)管Q3和Q4的控制信號加以調(diào)整。當(dāng)LLC處于重載狀態(tài)時，全部開關(guān)管采用傳統(tǒng)的頻率控制；而當(dāng)LLC處于輕載狀態(tài)時，如圖5所示，左側(cè)橋臂的開關(guān)管的控制方式不變，將開關(guān)管Q3控制信號置“0”，關(guān)斷Q3，將Q4控制信號置“1”，開通Q4，就可以實現(xiàn)全橋向半橋的轉(zhuǎn)換。全部的驅(qū)動信號如圖6所示。假設(shè)諧振網(wǎng)絡(luò)和負(fù)載均為常量，由于半橋諧振網(wǎng)絡(luò)輸入側(cè)等效的基波電壓是全橋的一半，所以電壓增益為

由式（2）可知半橋的直流增益變?yōu)槿珮蛑绷髟鲆娴囊话耄士稍谠鲆媲€隨頻率單調(diào)下降的區(qū)間內(nèi)找到合適工作頻率達到合理增益，最終有效控制母線電壓。如圖4所示，輕載工況下，半橋LLC電路的理論曲線和實驗曲線均和額定增益有交點，故采用半橋LLC電路拓?fù)洌诎霕騆LC增益曲線單調(diào)下降的區(qū)間內(nèi)可有效追蹤電壓增益，穩(wěn)定直流母線電壓。

圖5 半橋LLCFig.5 Half-bridge LLC

圖6 驅(qū)動信號示意Fig.6 Schematic of drive signals

如圖7所示，采用一個滯環(huán)控制器，生成半橋/全橋的切換信號SIGNAL_FH，避免因家庭負(fù)荷Pinv頻繁擾動而出現(xiàn)的全橋/半橋兩種工作模式頻繁切換的問題。

圖7 半橋/全橋切換信號Fig.7 Switching signals between a half-bridge and a full-bridge

圖8為LLC控制流程，保證了LLC在全負(fù)載范圍內(nèi)均可對直流母線電壓進行精確控制。

圖8 LLC直流母線電壓控制流程Fig.8 Flow chart of LLC DC bus voltage control

若SIGNAL_FH為0，則進入子程序1，即輕載工況下的半橋模式調(diào)節(jié)程序。給出空載工況的初始頻率fh_on信號，產(chǎn)生頻率為fh_on、占空比為1/2的開關(guān)管驅(qū)動信號。此后開始利用以上提出的電壓死區(qū)頻率控制方案對空載工況下的半橋LLC變換器進行控制。若SIGNAL_FH為1，則進入子程序2，由控制器給出重載工況的初始頻率ff_on信號，產(chǎn)生頻率為ff_on，占空比為1/2的開關(guān)管驅(qū)動信號。此后開始利用以上提出的電壓死區(qū)控制器對重載工況下的半橋LLC變換器進行控制。若在工作過程中，檢測到SIGNAL_FH信號由“0”轉(zhuǎn)換到“1”，則由子程序1跳轉(zhuǎn)到子程序2運行。即當(dāng)檢測到SIGNAL_FH信號由“1”轉(zhuǎn)換到“0”，則由子程序2跳轉(zhuǎn)到子程序1運行。即當(dāng)檢測到LLC由重載狀態(tài)轉(zhuǎn)換到空載狀態(tài)運行時，LLC電路結(jié)構(gòu)由全橋轉(zhuǎn)換到半橋運行，工作頻率在fh_on的初值上，以Δf1的步長變化，直至輸入電壓被控制在與參考值誤差的絕對值在ΔU1的范圍內(nèi)。其中Δf1為

若檢測到LLC由空載狀態(tài)轉(zhuǎn)換到重載狀態(tài)運行時，LLC電路結(jié)構(gòu)由半橋轉(zhuǎn)換到全橋運行，工作頻率切換到ff_on的全橋電路工作初值上，以Δf2的步長變化，直至輸入電壓被控制在與參考值誤差的絕對值在ΔU2的范圍內(nèi)。其中Δf2為

為了保證兩路并聯(lián)LLC的均流控制，添加了電流死區(qū)控制器。當(dāng)?shù)?路LLC的電感電流的有效值ILr1大于第2路的有效值ILr2，且誤差超過ΔI時，第1路LLC的工作頻率上升Δf3，第2路LLC的工作頻率下降Δf3。其中Δf3為

相反，當(dāng)?shù)?路LLC的電感電流的有效值ILr1大于第2路的有效值ILr2，且誤差超過ΔI時，第2路LLC的工作頻率上升Δf3，第1路LLC的工作頻率下降Δf3。由于LLC的電流隨著頻率的上升而下降，此舉可達到并聯(lián)均流的目的。

3 實驗驗證

基于以上提出的輕載半橋、重載全橋的控制方法，本文采用一個滯環(huán)控制器，使得LLC在全負(fù)載范圍內(nèi)均可對直流母線電壓進行控制。為了保證兩路并聯(lián)LLC的均流控制，添加了死區(qū)控制器。為了驗證上述理論的正確性，基于一個7 kW并聯(lián)全橋LLC變換器系統(tǒng)，進行實驗驗證，實驗參數(shù)如表1所示。

表1 實驗參數(shù)Tab.1 Experimental parameters

基于以上實驗平臺和實驗參數(shù)，輕載和重載相互轉(zhuǎn)換的同時實現(xiàn)半橋和全橋的轉(zhuǎn)換的實驗，實驗波形如圖9所示，圖中U400為直流母線電壓，U630為直流母線電壓，IL1為上級LLC諧振電感電流，IL2為下級LLC諧振電感的電流。

圖9（a）為原控制方案下的實驗波形，當(dāng)負(fù)荷緩慢由7.2 kW降低至0時，400 V直流母線電壓降低到360 V以下，并且出現(xiàn)了長達0.5 s的調(diào)節(jié)時間。圖9（b）為新控制方案下負(fù)載從輕載到帶載切換的實驗波形。LLC工作首先工作在半橋模式下，LLC電感電流有效值緩慢上升。之后LLC由半橋工作模式切換到全橋工作模式，半橋模式時的諧振電感電流是全橋模式時的兩倍，所以LLC諧振電感電流有效值出現(xiàn)突降再緩慢上升的現(xiàn)象。直流母線電壓保持恒定。圖9（c）為新控制方案下負(fù)載從重載到輕載切換的實驗波形。LLC首先工作在全橋模式下。之后由全橋工作模式切換到半橋工作模式，半橋模式時的諧振電感電流是全橋模式時的兩倍，所以LLC的諧振電感電流有效值出現(xiàn)緩慢下降再突升的現(xiàn)象。整個調(diào)節(jié)過程中，由LLC所控制的400 V直流母線電壓和逆變器所控制的630 V直流母線電壓出現(xiàn)小幅波動，最大達到±10 V。無論從輕載切換到重載還是從重載切換到輕載，電流沒有出現(xiàn)沖擊，兩路LLC基本達到均流，整個過程控制效果良好。

圖9 實驗波形Fig.9 Experimental waveforms

4 結(jié) 語

本文針對LLC在直流母線電壓控制和均流方面存在的一些技術(shù)問題，做出了相應(yīng)的改進。輕載工況下時，在傳統(tǒng)的頻率控制的基礎(chǔ)上，對LLC的變壓器原邊側(cè)開關(guān)管的控制信號加以調(diào)整，將全橋LLC轉(zhuǎn)換成半橋LLC，達到在LLC增益曲線上翹現(xiàn)象出現(xiàn)之前控制直流母線電壓的效果，并且不需要提高開關(guān)管的工作頻率就可以穩(wěn)定輸出電壓。基于此，通過對LLC的前級變換器的輸出功率的檢測，采用一個滯環(huán)控制器生成半橋全橋切換信號，在全負(fù)載范圍內(nèi)控制母線電壓。利用電壓死區(qū)控制器，在暫態(tài)過程中控制直流母線電壓，利用電流死區(qū)控制器實現(xiàn)電流均流。為了驗證本方案的可行性，利用已有的7 kW LLC實驗平臺進行了實驗研究，結(jié)果表明該方法簡單可行，效果良好。

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DC Bus Voltage Control Method for Paralleled Full-bridge LLC Resonant Converter

LI Guodong1，YAN Haiyun2，CHEN Peiyu1，WANG Xudong1，BEI Taizhou2
（1.State Grid Tianjin Electric Power Company，Tianjin 300010，China；2.School of Electrical and Information Engineering，Tianjin University，Tianjin 300072，China）

To solve the DC bus voltage control problem of paralleled full-bridge LLC resonant converter，a control scheme based on the switching between a half-bridge LLC and a full-bridge LLC is proposed.Under light load conditions，the full-bridge LLC is transformed into the half-bridge LLC through changing the drive signals of switches，which regulates the DC bus voltage accurately in a photovoltaic/energy storage system.Meanwhile，through utilizing the voltage dead-band controller and current dead-band controller，the DC bus voltage is regulated and the currents are shared between two LLC resonant converters.To verify the proposed method，tests were carried out using a 7 kW prototype.The results show that the proposed method can reduce the voltage ripple and the regulation time of voltage during load disturbance，and realize current sharing between two paralleled LLC resonant converters.

LLC resonant converter；full-bridge and half-bridge；light load condition；DC bus voltage control；current sharing

TM464

A

1003-8930（2017）10-0060-05

10.3969/j.issn.1003-8930.2017.10.011

2016-01-12；

2017-08-01

國網(wǎng)總部科技資助項目《戶用光伏發(fā)電系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)研究與示范應(yīng)用》

李國棟（1978—），男，通信作者，本科，高級工程師，研究方向為新能源發(fā)電、電力系統(tǒng)分析技術(shù)研究。Email：tjLGD@163.com

閆海云（1989—），女，碩士研究生，研究方向為戶用光伏系統(tǒng)關(guān)鍵技術(shù)的研究。Email：zhangyanyj@126.com

陳培育（1983—），男，碩士，高級工程師，研究方向為新能源發(fā)電、網(wǎng)源協(xié)調(diào)技術(shù)研究。Email：chenpeiyu400@sina.com