三相電壓型PWM整流器控制策略的優化研究

馮 菁,熊 璐,李文轉

(1.華中光電技術研究所 武漢光電國家實驗室，武漢 430223；2.華中科技大學 電氣與電子工程學院，武漢 430074)

三相電壓型PWM整流器控制策略的優化研究

馮 菁1,熊 璐1,李文轉2

(1.華中光電技術研究所 武漢光電國家實驗室，武漢 430223；2.華中科技大學 電氣與電子工程學院，武漢 430074)

三相電壓型高頻PWM整流器的控制策略是一種基于d-q坐標系下的電流、電壓雙閉環控制。為了研究傳統三相電壓型PWM整流器控制效果與交流側電感參數的關系，借鑒合成矢量的方法，通過分析三相電壓型PWM整流器的數學模型和控制策略，提出了一種在d-q坐標系下，電壓、電流雙閉環，無需使用電感參數的電流解耦控制方案。MATLAB仿真結果表明，使用改進的控制策略，系統結構簡單，響應速度快，魯棒性好，容易實現，有效解決了電感參數變化帶來的問題。

PWM整流；無電感值解耦；雙閉環控制；MATLAB仿真

三相電壓型PWM整流器是一種高效、可靠、綠色的電能變換裝置。單位功率因數的電壓型PWM整流器由于具有網側電流諧波含量少、電能可雙向傳輸、動態響應快等優點[1]，從而被廣泛的應用。 三相電壓型PWM整流器通常采用直流電壓、交流電流雙閉環控制方式，外環控制給內環控制提供指令。根據內環控制方法的不同，三相電壓型PWM整流器的控制策略可主要分為[2]：內環采用電流控制[3](電壓、電流雙閉環控制);內環采用功率控制[4](直接功率控制DPC)；內環采用時間最優控制[5]。對于PWM整流器主電路的設計方法，在國內外文獻中主要是針對電流控制策略、SPWM調制方式的，基于電流解耦的系統控制器設計不適于整流器DPC系統設計，文獻[6]按照DPC的特點設計了一個基于電路主要參數的新方法。文獻[7]在直接轉矩控制的基礎上引入空間矢量調制以及虛擬磁鏈的思想來解決直接轉矩控制中開關頻率不固定帶來的一系列問題。文獻[8]提出的空間矢量控制和預測控制的策略大體上消除了開關頻率持續變化的問題，使三相電壓型PWM整流器的性能顯著提高。目前基于同步旋轉d-q坐標系下的雙閉環控制是被人們廣泛實際使用的方法。這種控制方法易于實現，缺點是在其電流分量解耦的過程中必須使用精確的交流側電感值[9-11]。本文對基于同步旋轉d-q坐標系的電壓、電流雙閉環控制進行改進，通過合成矢量的方法，提出了一種在同步旋轉d-q坐標系下無需知道準確交流電感L參數的電流內環解耦控制方法。最后通過MATLAB仿真對比驗證驗證了所提控制方案的正確性和有效性。

1 三相電壓型PWM整流器的數學模型

三相電壓型PWM整流器的拓撲結構如圖1所示。

usa、usb、usc—交流側三相電壓；ia—交流側三相電流；udc—直流側輸出電壓；iL—負載電流。R—開關管的開關損耗等效電阻加上交流側電感的電阻；L—交流側電感；C—直流側電容；RL—負載阻抗。

圖1三相電壓型PWM整流器的拓撲結構

Fig.1Topologicalstructureofthree-phasevoltage-sourcedPWMrectifier

為了分析圖1，開始先定義單極性零一開關函數sk為

(1)

其中：k=a、b、c。

假設三相交流電壓對稱，三相交流線路電阻電感對稱，可以建立三相電壓型PWM整流器在三相靜止坐標系下的數學模型為

(2)

三相靜止坐標系下的數學模型具有各變量直觀，明確等特點。然而由于變換器交流側的變量都是瞬時變化的交流量，這對于設計控制系統來說非常復雜。

針對靜止所標系下數學模型的缺點，可以借鑒電機控制中的矢量控制的觀點對其進行改善，即將三相正弦量變為直流量。通過坐標旋轉變換得到基于同步旋轉d-q坐標系下的數學模型為

(3)

通過式(3) 能夠實現對交流側三相電流的無靜差控制，可以建立三相電壓型PWM整流器的數學模型，如圖2所示。

圖2 三相電壓型PWM整流器的數學模型

2 控制策略

2.1 電流內環控制策略

近年來，隨著高性能的數字信號處理芯片(DSP)的快速發展，已經可以實現現代控制理論中的一些復雜算法，達到了不錯的控制效果。在三相整流器的控制系統設計方案中，通常采用電壓外環和電流內環的雙閉環控制。電壓外環用來控制三相整流器的直流側電壓，電流內環是用來將電壓外環輸出的電流給定實行電流控制。

根據式(2)和PI調節器的控制思想，可將電流內環設計為

(4)

由式(4)可以得到同步旋轉d-q坐標系下的電流解耦控制框圖，如圖3所示。在同步旋轉d-q坐標系下，dq軸電流均為直流量，即可通過傳統PI調節達到無靜差跟蹤。

圖3 同步旋轉d-q坐標系下的電流解耦控制框圖

在圖3中：

(5)

同步旋轉d-q坐標系下的電流解耦需要知道交流側電感L的準確值。在實際運行和設計過程中，由于電感值會受到線路中的電流大小、環境變化的影響，因此在實際使用上往往會將解耦項省略。然而整流器開關頻率不斷提高，d-q軸間互相耦合的程度越來越大，這時耦合項將不能忽略，否則會惡化整流器控制性能。針對這個問題，有人借鑒合成矢量的控制思想，提出了無需精確電感L值的解耦控制。這種控制雖然解決了上述問題，但是需要純矢量控制器，使用純矢量控制器又有許多的困難和不便。基于這個原理，本文提出了一種基于同步旋轉d-q坐標系，無需使用準確交流側電感L值的電流內環解耦控制方案。

三相電壓型PWM整流器在兩相靜止坐標系下的數學模型為

(6)

在用同步旋轉坐標系下，微分算子d/dt+jω替換靜止坐標系下的微分算子d/dt，就能得到同步旋轉d-q坐標系下按照合成矢量原理的數學模型：

(7)

進一步簡化：

(8)

轉換到s域：

(9)

將R+jωL看作一個整體，設計PI調節器：

(10)

對此PI參數的整定同樣可以使用傳統的選定方法，也就是通過零極點對消原則和采用適當的截止頻率來整定。同樣可得到基于合成矢量的電流解耦控制框圖，如圖4所示。

圖4 基于合成矢量的電流解耦控制

綜上簡化可得，本文控制方法中的電流內環設計為

(11)

圖5 同步旋轉d-q坐標系下的無電感L參數解耦控制框圖

2.2 電壓外環

電壓外環控制主要是控制直流側電壓，維持直流電壓恒定。從式(3)看出直流母線電壓udc和d軸、q軸的電流相關，但是因為電流閉環的影響，動態過程中實際的iq的跳變非常小，而且在通常的雙閉環控制系統中，外環的響應速度通常都低于內環，直流電壓開始較大跳變之前，內環iq早已完成其暫態過程達到零值，因此可以暫時將q軸電流的影響忽略。

考慮到三相電壓型PWM整流器常常工作在單位功率因素下，q軸的給定值為0，可以建立如圖6所示的控制框圖，圖中虛線所示為本文改進控制策略部分。

圖6 總體控制框圖

3 仿真分析

為了充分驗證本文提出的無需電感L參數的電流內環解耦控制策略的正確性和實用性。本文基于此控制策略原理，用軟件構建了仿真平臺。仿真使用的三相電壓型PWM整流器的各項參數如表1所示。

表1 三相電壓型PWM整流的仿真參數

傳統電壓、電流雙閉環控制時的交流側電流和直流側電壓仿真波形如圖7所示。當交流側電感在0.2 s處由3mH突變為1.5 mH時，電流波形的總諧波畸變率THD由1.49%變為3.54%。改進控制方法下的交流側電流和直流側電壓仿真波形如圖8所示。當交流側電感在0.2 s處由3 mH突變為1.5 mH時，電流波形的總諧波畸變率THD由1.15%變為2.01%。

圖 7 基于傳統的雙閉環控制策略的電壓、電流波形

圖8 基于改進的雙閉環控制策略的電壓、電流波形

比較圖7和圖8，當交流側電感值不變的情況下，采用改進后的電壓、電流雙閉環控制時交流側電流的總諧波畸變率要比傳統雙閉環控制下的要小；在電感突變時，采用改進后的控制方法下的直流側電壓變化比傳統控制方法下的直流側電壓變化明顯小；在交流側電感突變時，采用改進后的控制方法下的交流側電流總諧波畸變率變化比傳統控制方法時小的多，這個減小量比較小，一般可視為交流側電流幾乎沒有變化。從而驗證了無電感L參數的電感解耦內環的正確性和可行性。

圖9 基于傳統雙閉環控制策略在負載突變時的電壓、電流波形

圖10 基于改進雙閉環控制策略在負載突變時的電壓、電流波形

基于傳統電壓電流雙閉環控制策略的三相VSR在負載由18 Ω突變為12 Ω時的電壓電流波形如圖9所示。從圖9可以看出，系統啟動后40 ms，直流母線電壓達到穩定值。當負載在0.1 s處由18 Ω突變為12 Ω時，母線電壓下降0.7%，系統經過20 ms后，再次達到穩定值600 V，負載電流有33 A突變為50 A。

基于改進的電壓電流雙閉環控制策略的三相VSR在負載由18 Ω突變為12 Ω時的電壓電流波形如圖10所示。從圖10可以看出，系統啟動后20 ms，直流母線電壓達到穩定值。當負載在0.1 s處由18 Ω突變為12 Ω時，母線電壓下降0.3%，系統經過15 ms后，再次達到穩定值600 V，負載電流有33 A突變為50 A。負載突變時網側電流經過短暫的突變后，進入正常的運行中。

通過以上對比分析可知，新型控制策略的外環控制提高了系統的動態響應速度，并且改善了系統的負載抗擾動能力。綜合分析三相VSR，使用新型電壓電流雙閉環策略能夠實現電壓超調小、響應快、穩定后交流側電壓電流同相位。

4 結 語

本文詳細論述了三相電壓型PWM整流器的數學模型，在傳統雙閉環控制方法的基礎上，提出了一種在同步旋轉d-q坐標系下，無需交流側電感L精確值的電流內環解耦控制策略。仿真結果表明這種控制策略結構簡單，響應速度快，電流畸變小，魯棒性好，容易實現。

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Improvementon control strategyof three-phase voltage-sourced PWM rectifier

FENG Jing1,XIONG Lu1,LI Wenzhuan2

(1. National Laboratory for Optoelectronics,Huazhong Institute of Electro-optics,Wuhan 430223,China; 2. School of Electrical and Electronic Engineering,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan 430074,China)

The control strategy of three-phase voltage-sourced high frequency PWM rectifier is based on current and voltage double closed-loop controlunder the d-q coordinate system. In order to study the relationship between the control effect of the traditional three-phase voltage-type PWM rectifier and the AC-side inductance parameter, the method of synthesizing vector. is used and thena mathematical model and a control strategy of the three-phase voltage-sourcedPWM rectifieris analyzed, in order topropose the current decoupling control programwithout the use of inductance parameters underd-qcoordinate systemand with voltage andcurrent double-closed loop. MATLAB simulation results show that the improved control strategyis ofsimple system structure, offast response, of good robustness, and easy to implement, which effectively solves the problem caused by changes in inductance parameters.

PWM rectification; decoupling withoutinductance; double closed-loop control; MATLAB simulation

2017-05-24；

2017-08-30。

馮 菁(1971—)，女，工程師，研究方向為應用電子技術。

TM461

A

2095-6843(2017)05-0382-05

(編輯侯世春)