磁性元件近場磁耦合仿真分析

，，

(國網福建省電力有限公司漳州供電公司，福建 漳州 363000)

磁性元件近場磁耦合仿真分析

胡欽俊，陳婉純，黃靖

(國網福建省電力有限公司漳州供電公司，福建 漳州 363000)

磁性元件如電感、共模電感、變壓器等均是功率變換器中的重要組成部分，它們的擺放位置與布線方式都有可能影響其對電磁干擾噪聲的抑制作用。由于功率變換器越來越小型化，高功率密度化，其元器件放置都十分緊湊，各元器件間存在著近場耦合效應。本文分析了磁性元件間近場磁耦合機理并通過實驗來驗證仿真所得到的磁性元件間近場磁耦合參數的準確性。

磁性元件;磁耦合;仿真

1 引言

磁性元件如電感、共模電感、變壓器等均是功率變換器中的重要組成部分，它們的擺放位置與布線方式都有可能影響其對電磁干擾噪聲的抑制作用。由于功率變換器越來越小型化，高功率密度化，其元器件放置都十分緊湊，各元器件間存在著近場耦合效應[1-4]。近場耦合主要分為磁場耦合與電場耦合，而磁性元件間的耦合方式主要以磁場耦合為主，主要是表現在共模電感之間、共模電感與電容回路的寄生電感之間以及共模電感與主電路其它磁性元件之間[5-8]。

2 磁性元件的外部磁場分析

磁性元件在空間中漏磁場的交鏈是各元件間存在近場磁場耦合的主要原因，本節通過三維電磁場仿真軟件HFSS分析了共模電感、變壓器的磁性元件在空間的磁場分布情況及對其他磁性元件的影響。

2.1 共模電感器共模電感分量磁場分布

圖2是根據某實際共模電感的尺寸(如圖1所示)進行建模的HFSS三維仿真模型圖，其中黃色部分為繞組，灰色部分為鐵氧體磁環，通過對共模電感設置方向相同的電流激勵并進行仿真來得到共模電感周圍的磁場分布，仿真得到的共模電感周圍的磁場強度的幅值如圖3所示。

圖1 共模電感實物圖

圖2 共模電感三維仿真模型圖

圖4是共模電感與其他磁性元件的磁路等效圖，其中Rcm1和Rcm2為共模電感磁環中左右兩部分的等效磁阻，Rg1、Rg2為空氣回路的等效磁阻，R為其他磁性元件的等效磁阻。由于共模電感通入等大同相的共模電流激勵，根據疊加定理可得，這兩個共模電流激勵產生的磁勢對其他磁性元件產生的磁通等大反相，剛好抵消，因此共模電感共模分量產生的磁場基本不影響其周圍的磁性元件。

圖3 共模電感周圍磁場強度分布圖

圖4 共模電感對外磁路等效圖

2.2 共模電感器差模電感分量磁場分布

圖5和圖2的模型是一樣，只是所賦電流激勵的方向不一樣，圖5中共模電感中通入方向相反的電流激勵來仿真其在差模電流下的磁場分布。仿真得到的共模電感周圍的差模磁場的分布如圖6所示。

共模電感的差模磁路等效圖如圖7所示，其中Rdm1和Rdm2為共模電感磁環中左右兩部分的等效磁阻，Rg為磁環中間的空氣等效磁阻，Rg1、Rg2為磁環外從磁環到其他磁性元件的空氣回路等效磁阻，R為其它磁性元件的等效磁阻。共模電感通入等大反相的差模電流激勵，根據疊加定理可得，共模電感兩個差模電流激勵產生的磁勢對其他磁性元件產生的磁通等大同向，是疊加的關系，因此共模電感差模分量產生的磁場會影響其周圍的磁性元件。

圖5 共模電感差模分量三維仿真模型圖

圖6 共模電感周圍磁場強度分布圖

圖7 磁路等效電路

2.3 變壓器外部磁場分布

圖8為PCB變壓器的三維仿真模型圖，其基本結構為原邊5匝，副邊3匝，原邊為銅箔繞制而成，副邊為PCB繞組。其實際工作時的電流方向如圖8(a)中紅色直線所示。

變壓器外部磁場的分布圖如圖9所示，可以看到變壓器對外還是存在一定的磁場泄漏，這個泄漏的磁場會影響到其周圍的磁性元件。

變壓器往外泄漏的磁場是由于變壓器原邊和副邊繞組在窗口外面等效的一匝線圈引起的，如圖8(b)所示。該變壓器對外等效的磁路圖如圖10所示，其中Rg1、Rg2為原邊繞組等效一匝漏磁從變壓器原邊窗口到其他磁性元件的空氣回路等效磁阻，Rg3、Rg4為副邊繞組等效一匝漏磁從變壓器副邊窗口到其他磁性元件的空氣回路等效磁阻，R為其他磁性元件的等效磁阻。可以看到變壓器原邊和副邊繞組對外產生磁勢的方向是疊加的，因此變壓器工作時，會影響到周圍其他磁性元件。

圖8 變壓器三維仿真模型圖

圖9 變壓器周圍磁場強度分布圖

圖10 變壓器外部的磁路等效圖

3 磁性元件的近場耦合解耦

3.1 近場耦合的原理

磁場耦合模型可以通過互感M來表示，因而在EMI濾波器的電感與電容的近場耦合模型中表現為一個受控電壓源的形式，如圖11所示，圖中電流I為流過干擾源的電流。

圖11 電感與電容近場耦合模型

3.2 近場耦合解耦原理

由于EMI濾波器有多個磁性元件與電容元件，它們間的耦合關系也更為復雜，不利于對其相互影響的分析。可以根據電路原理，先將存在耦合關系的元器件進行解耦，再分析其近場耦合效應，如圖12～16所示為基本電路原理的解耦方法。

圖12 電感正耦合解耦示意圖

圖13 電感負耦合解耦示意圖

圖中兩個電感L1與L2存在互感M，分別為正耦合和負耦合。通過公式可以實現電路的解耦。

(1)

(2)

3.3 共模電感與X電容的T型近場耦合解耦

由于EMI濾波器往往是帶有兩個共模電感與X電容的T型結構，如圖14所示。其中，M1為L1與L3間的互感，M2為L1與L4間的互感，M3為L2與L3間的互感，M4為L2與L4間的互感，M5為L1與X電容ESL間的互感，M6為L3與X電容ESL間的互感，M7為L4與X電容ESL間的互感，M8為L2與X電容ESL間的互感。假設共模電感與X電容寄生電感ESL為正向耦合。

同樣利用電路解耦方法，可以將圖14所示電路解耦為圖15所示。

由于L1與L4、L2與L3沒有共同的節點，不能通過簡單的電路解耦方法進行解耦。先將電路中已解耦的參數忽略，得到圖16，其中，i1、i2、i3、i4為共模電感四個繞組上的電流。

圖14 T型濾波器近場耦合示意圖

圖15 T型濾波器近場耦合部分解耦示意圖

圖16 共模電感繞組無共同節點的近場耦合模型

根據互感原理可得公式:

(3)

假設

(4)

將互感的影響通過受控源表示，則圖16可以變為圖17所示。

圖17 共模電感繞組無共同節點的近場耦合簡化模型

由于EMI濾波器的對稱性，認為i1=i2，i3=i4，M2=M3，將公式化簡為：

(5)

從公式(5)即可實現圖17的解耦，如圖18所示。

圖18 共模電感繞組無共同節點的近場耦合解耦模型

通過上述方法，即可實現Τ型電路的完全解耦，如圖19所示。同時，可以得到每條支路的近場耦合電感值。

4 磁性元件間近場耦合的仿真及測試方法

磁性元件間的近場耦合測量方法有三種：(1)互感測量法；(2)網絡分析儀法；(3)仿真法。

圖19 T型濾波器近場耦合完全解耦模型

4.1 仿真法提取共模電感間近場耦合參數

HFSS是一個功能強大的電磁場仿真軟件，廣泛應用于各種工程電磁場領域。它基于麥克斯韋微分方程，采用有限元離散的方式，將工程電磁場的計算轉變為矩陣求解，其具有易于操作與仿真準確等特點，這里使用HFSS的三維模型來進行兩共模電感近場耦合的仿真。

如圖20所示為實驗樣機的EMI濾波器結構圖。根據EMI濾波器的放置方式，在HFSS軟件中建立其三維模型，如圖21所示。由于共模電感繞組較多，且繞制并不均勻。為了便于建模并準確的模擬實際電感，共模電感模型的繞組采用單匝繞制，在計算互感時，將得到的結果再乘以匝數。

圖20 實驗濾波器放置示意圖

圖21 三維模型

仿真EMI濾波器的磁耦合參數必須為共模電感模型賦激勵電流源，在HFSS仿真模型中設置對應的電流方向，如圖22紅色箭頭所示。

圖22 共模電感模型電流方向

圖23 HFSS仿真的存在耦合的兩器件原理圖

由于用HFSS軟件仿真得到的結果是S、Y、Z參數，這里可以根據仿真得到的Z參數來計算得到兩器件間的互感，這是因為如圖23所示，對于兩個存在近場耦合的器件，可以把它們看做是一個二端口網絡，這個二端口網絡滿足公式(8)、(9)，其中:

(6)

(7)

(8)

因此，

(9)

將仿真得到的共模電感CM1與CM2之間的Z參數，如圖24所示，帶入公式(9)中得到兩共模電感間的近場耦合參數，如表1所示。

根據表1的仿真結果可以看到，M1、M2、M3、M4的數值基本差不多，按照3.3小節的T型濾波器近場耦合的解耦模型，由于解耦后，兩共模電感中間的X電容的寄生電感為0.263μH，導致兩共模電感中間X電容的諧振頻率變小，降低EMI濾波器對差模的抑制能力，同時影響共模電感差模分量的互感參數與差模分量相比較小，可以忽略不計。

圖24 EMI濾波器近場耦合仿真結果

M165.57M265.75M365.44M465.99

4.2 互感測量法

若兩磁性元件距離較近，耦合系數較大，可以用互感測量法來測得兩者間的耦合系數。如圖25所示，通過將干擾體與被干擾體按如圖26(b)、(c)的方式進行串接，即正、反串，并分別測量兩種情況的電感。再通過一定的計算得到耦合電感M。

圖25 互感測量法

“正串”時，如圖25(b)：

Ltest1=L1+L2+2M

(10)

“反串”時，如圖25(c)：

Ltest2=L1+L2-2M

(11)

則干擾體與被干擾體的互感為：

(12)

如圖26所示，樣機中兩共模電感距離很近，因此可以采用互感測量法來得到兩共模電感間的近場耦合參數M。通過仿真可知M13、M23、M14、M24的數值很接近，因此假設M13=M23=M14=M24=M。根據上面兩電感間互感的推導方法可將圖26的電路圖解耦為圖27所示的電路圖，因此：

圖26 互感測量法測量兩共模電感間的互感測試圖

圖27 互感測量法測量兩共模電感間的互感的解耦電路圖

Ldm1=2LCM1-2M1

(13)

Ldm2=2LCM2-2M2

(14)

Ltest=2LCM1-2M1+2LCM2-2M2+8M

(15)

(16)

通過阻抗分析儀測得Ldm1為2.034μH，Ldm3為1.995μH，Ltest=4.571μH，根據公式(16)可得，M為0.068μH，而通過仿真法得到的兩共模電感間的互感M的平均值為0.0657μH，兩者誤差約為3.4%。因此，通過HFSS軟件仿真得到的共模電感間的近場耦合參數是可行的。

5 結論

本文首先分析了共模電感與變壓器在工作時的磁場泄露情況及對其他磁性元件的影響，通過分析可以看到，在實際工作時，共模電感的差模分量的磁場對外界有著較大的磁場干擾，而共模分量的磁場對外界影響則較小；變壓器原副邊對外界均有著一匝回路，這一匝回路同樣對外界其它磁性元件會產生干擾。其次，分析了磁性元件間近場磁耦合機理并通過電路解耦原理對共模電感器與X電容的T型近場耦合進行解耦，其解耦后會在X電容上產生一個互感與X電容本身的ESL進行疊加，疊加后會使得濾波器的高頻濾波性能變差。最后通過三維電磁場仿真軟件HFSS仿真得到共模電感間的磁耦合參數，并用實驗驗證仿真得精度。

[1] 李龍濤.開關電源傳導 EMI 建模和模型有效性評估[D].哈爾濱工業大學,2012.

[2] 王拓.開關電源傳導EMI仿真分析[J].通信電源技術,2008,25(5):15-18.

[3] 張煜,陳慶彬,陳為,等.開關電源傳導電磁干擾仿真研究[C]//中國電源學會第二十屆學術年會論文集,2013:1205-1209.

[4] 孟進,馬偉明,張磊,等.開關電源變換器傳導干擾分析及建模方法[J].中國電機工程學報,2005,25(5):49-54.

[5] 馬垠飛.開關電源傳導EMI的預測研究[D].河北:河北工業大學,2012.

[6] 陳慶彬,陳為.開關電源中變壓器共模傳導噪聲抑制能力的評估方法[J].中國電機工程學報,2012(18):73-79.

[7] 陳慶彬.開關電源磁性元件傳導EMI特性及濾波器近場耦合特性研究與應用[D].福州：福州大學，2012.

[8] 許珂.電力電子裝置共模電磁干擾分析及抑制技術研究[D].重慶:重慶大學,2012.

ArtificialAnalysisofNearFieldMagneticCouplingoftheMagneticElements

HUQin-jun,CHENWan-chun,HUANGJing

(Zhangzhou Power Supply Company,Zhangzhou 363000,China)

Magnetic elements such as,inductance,common-mode inductcence,transformer and so on are important parts of power transformers.Their setting places and wiring ways can affect the inhibitory action on electromagnetic interferference noise.As power inverter is more and more miniaturization and high power density,their elements are compactly placed.The near field coupling effect exists among vaouris elements.The paper analyzes the near field magnetic coupling mechanism between magnetic elements and verified correctness of the near field mugnetic coupling parameters between the magnetic elements by experiment.

magnetic element;magnetic coupling;parameter correctness

1004-289X(2017)03-0035-07

TN624

B

2016-12-27