一種高壓脈沖電源設計

彭 享,葉 兵,朱 旗,韋靖博

(合肥工業大學 電子科學與應用物理學院,安徽 合肥 230009)

一種高壓脈沖電源設計

彭 享,葉 兵,朱 旗,韋靖博

(合肥工業大學 電子科學與應用物理學院,安徽 合肥 230009)

為研究高壓脈沖脈寬及頻率對介質阻擋放電效果的影響,文章設計了一款功率1 kW、幅值5 kV、脈寬1～20 μs可調、頻率15～25 kHz范圍可調的單向高壓脈沖電源。與傳統高壓脈沖電源多采用工頻升壓加磁壓縮開關或旋轉火花隙獲取高壓脈沖能耗較大且不易控制不同,該電源主電路采用半橋式拓撲結構,以SG3525作為脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)主控芯片,利用LCC串并聯諧振軟開關技術,大大降低開關損耗并能有效降低高頻脈沖變壓器分布參數影響。測試結果表明,該脈沖高壓電源滿足介質阻擋放電實驗要求。

高壓脈沖;介質阻擋放電;串并聯諧振;軟開關技術

近年來,介質阻擋放電的應用越來越廣泛,如利用介質阻擋放電方法產生臭氧或等離子體已用于滅菌消毒、廢氣處理、材料表面改性、等離子顯示屏等各工業領域。所謂介質阻擋放電就是在2個電極的放電空間放入至少一塊絕緣介質,用于阻擋貫穿氣隙的放電通道[1]。雖然介質阻擋放電理論研究已有很長歷史,但其仍是當今氣體放電領域研究的熱點[2]。

為研究大氣壓下高壓脈沖脈寬以及頻率對介質阻擋放電效果的影響,本文設計了一款功率1 kW、幅值5 kV、脈寬1～20 μs可調、頻率15 ～25 kHz范圍可調的單向高壓脈沖電源。

傳統高壓脈沖電源多采用工頻升壓加磁壓縮開關或旋轉火花隙獲取高壓脈沖,能耗大且控制性較差,如文獻[3]中采用碳刷型旋轉開關進行電容充放電實現低頻高壓脈沖,結構龐大不便于實驗操作。為使得電源電路結構更簡單、能耗降低、性能更穩定,本文參考了相關文獻及當前先進技術,設計了實驗用高壓脈沖電源。

1 系統框架設計

開關電源都包括主電路與控制電路,主電路主要是DC-DC變換電路。而典型的變換電路結構有單端激勵、推挽、半橋、全橋4種形式。其中半橋具有結構簡單、開關管承受壓力小、抗不平衡能力強、不易直通等優點,變壓器初級在整個周期中都流過電流,磁芯利用充分,且沒有偏磁的問題,所使用的功率開關管耐壓要求較低,開關管的飽和壓降減少到了最小,對輸入濾波電容使用電壓要求也較低[4]。

單向高壓脈沖電源系統框架結構圖如圖1所示。該系統直接輸入220 V交流市電,經整流濾波后得到直流電壓供給DC-DC半橋逆變結構,脈沖寬度調制(pulse width modulation,PWM)器的輸出信號經驅動電路控制金屬-氧化物半導體場效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)開關管通斷,通過逆變得到的中高壓脈沖，再由高頻變壓器升壓得到高壓脈沖輸出,在高頻變壓器初級電路中串入電流互感器,得到電壓反饋信號即時反饋給PWM集成控制電路。若反饋電壓過高，PWM控制器即鎖死無信號輸出。

圖1 系統框架結構

2 主電路設計

單向高壓脈沖電源系統主電路如圖2所示。

圖2中,L1為共模電感,過濾共模的電磁干擾信號,同時防止開關電源產生的諧波串擾到輸入電源端[5];Q1、Q2為快脈沖MOSFET開關管,與無感電容C1、C2構成半橋逆變電路。220 V AC經大功率集成整流橋整流及C3濾波后變成比較平滑的直流電,施加在半橋逆變電路的輸入端。基于對窄脈沖的需求,需要選擇dv/dt很大且Ton與Toff都很小的開關管,另外考慮到功率因素,快速開關管Q1、Q2采用IXYS公司高速N溝道增強型MOS開關管,型號為IXZR16N60。其最大漏源電壓Vds為600 V,25 ℃時最大導通電流能達到18 A。為防止2個開關管導通時間不對稱引起高壓包偏磁和直流磁飽和,在電路中串入隔直電容C4來自動平衡變壓器初級電壓側的直流分量。由于脈沖變壓器不可避免的存在分布電容與漏感,為避免并減小其影響,設計采用串并聯諧振方式實現軟開關,如此也能減小開關損耗。R5、C5、R6、C6構成高頻尖峰吸收回路,以避免對MOS開關管造成過壓損壞。

圖2 系統主電路設計

2.1 控制電路與驅動電路設計

SG3525 是美國硅通用半導體公司生產的一種功能齊全、通用性強的單片集成PWM芯片，內部集成了振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、軟啟動控制電路、欠壓鎖定電路、基準電壓產生電路,內部振蕩頻率范圍為0.1～400 kHz,其輸出級采用大功率圖騰柱式輸出,增加了驅動能力,占空比0～50%可調,具有欠壓鎖定、過壓保護和軟啟動等功能。本文設計的高頻窄脈沖開關電源即以SG3525為核心控制芯片,其控制電路設計如圖3 所示。

圖3 控制電路設計

SG3525的振蕩頻率f設定在15 ～25 kHz范圍,f取決于5腳外接的定時電容CT、6腳外界的定時電阻RT以及7腳與5腳之間的放電電阻RD的大小,它們的關系滿足:

(1)

圖3中,可調電阻R4與固定電阻R10組合,(1)式中的RT,C7、R11分別對應式中的CT、RD;R4、C7、R10、R11分別取值20 kΩ、3 300 pF、15 kΩ、200 Ω;此時振蕩頻率f可在15～25 kHz范圍可調。

管腳5與管腳7之間的放電電阻RD主要用于調節2路信號輸出的死區時間,以避免半橋中2只MOS管出現直通現象。8腳通過外接對地電容C8來實現軟啟動,該電容由芯片內部5 V基準電壓源提供的50 μA恒流源充電,使得輸出脈沖占空比由小到大(49%)變化,減小開機時對主電路MOS管的沖擊[6]。1、2腳分別為芯片內置誤差放大器的反相輸入端和非反相輸入端,通常是通過其輸入電壓的改變來調節輸出PWM脈沖的占空比,該電路中是通過R9串接可變電阻R3組成分壓電路,對16腳的5 V基準電壓進行分壓輸入2腳,如此輸出PWM脈沖占空比可以實現0～49%變化調節。10腳通過外接反饋信號,當系統過流時,反饋電路即反饋高電平信號,芯片即對PWM脈沖輸出鎖定，使得輸出端無脈沖信號輸出,從而實現過流保護功能。

為了提高脈沖信號的驅動能力,采用專用MOS開關管驅動芯片IXDD404,其最大驅動電流能達到4 A,當開關管柵源電容小于1 800 pF時其上升時間TR與下降時間TF均不超過15 ns,足以實現本文設計對較窄脈沖的需求。

同時為了保證系統安全,對控制信號利用快速光耦6N137進行隔離。驅動與隔離電路如圖4所示。

圖4 驅動與隔離電路

2.2 過流保護電路

本文設計的過流保護電路(即圖1中的反饋電路)如圖5所示,在高頻變壓器初級串接電流互感器,將其次級輸出端信號進行整流,通過集成運放LM358組成的電壓比較電路與反相輸入端電壓進行比較,若系統電流過大則同相輸入端電壓過高，進而反饋高電平信號至SG3525芯片10號腳,PWM脈沖輸出鎖定系統停止工作。

圖5 過流保護電路

3 高頻脈沖變壓器設計

一般變壓器都有以下幾種特性參數,包括工作頻率、額定功率、額定電壓、變壓比、空載電流、空載損耗、效率等[7]。而脈沖變壓器的設計過程主要包括變壓器結構的選取、磁芯材料的選取、繞組線徑的計算、匝數的計算等。本文設計的脈沖變壓器初級電壓Ui為156 V,次級輸出電壓為5 kV,功率P0為1 kW,頻率20 kHz,效率η預計90%,磁芯磁感應強度Bw設計為0.15 T,占空比D為0.1。將采用AP法(麥克萊曼設計方法),AP即磁芯有效截面積和線圈有效窗口面積的乘積[8]。根據變壓器功率及工作頻率的需求,本次設計將選取錳鋅鐵氧體(PC40)作為磁芯材料,其磁導率為2 300,飽和磁感應強度為2 000 T,居里溫度為180 ℃。根據電源需求輸出功率P0為1 kW,則變壓器的視在功率為:

(2)

根據AP法計算變壓器AP值為:

(3)

其中,Aw為磁芯窗口面積;Ae為磁芯有效截面積;Ku為窗口利用系數，一般取值范圍為0.15～0.5,本文取典型值0.35;Kf為波形系數,當波形為正弦波時其值為4.44,而方波取值為4.0;j為導線電流密度大小,其值由導線質量決定,典型值取300 A/cm2;f為變壓器工作頻率。由(3)式可得所選磁芯結構的最小AP值為22.35 cm4。而實際設計中磁芯結構的AP值要大于預計值,綜合考慮將選用國產的UY30磁芯結構。根據法拉第電磁感應定律得到初級線圈匝數為：

(4)

其中,Ui為變壓器初級輸入電壓;Ton為開關管最大導通時間。初級匝數N1取整即為20匝,根據設計變壓比為30∶1,則次級匝數N2為600匝。

計算變壓器輸入電流為:

(5)

輸出電流為:

(6)

根據電流大小計算初級繞線直徑為:

(7)

考慮集膚效應選擇直徑為0.6 mm的漆包線進行3股并繞，次級繞線直徑為:

(8)

因此,直接選擇直徑為0.23 mm的漆包線。

4 電源測試

單向高壓脈沖電源系統供電調試后基本滿足設計要求,脈沖頻率及占空比連續可調。開關管驅動信號如圖6所示。脈沖變壓器初級電壓波形如圖7所示,脈沖變壓器輸出經高壓整流電路后輸出較為穩定。由于示波器探頭最高測量電壓為2 500 V,故采用電阻分壓法測得整流后的波形輸出如圖8所示,經換算可得高壓脈沖輸出達到5 kV。

圖6 開關管驅動信號波形

圖7 脈沖變壓器初級波形

圖8 分壓法測得整流后輸出波形

5 結 論

經測試，本文設計的高壓脈沖電源輸出幅值為5 kV,實現脈寬1～20 μs可調,頻率15～25 kHz可調,波形輸出穩定,滿足介質阻擋放電的實驗需求。

[1] 王新新.介質阻擋放電及其應用[J].高電壓技術,2009,35(1):5-9.

[2] KOGELSCHATZ U.Dielectric-barrier discharges: their history, dis-charge physics, and industrial applications[J].Plasma Chemistry and Plasma Processing,2003, 23(1): 41-46.

[3] 朱志杰,張貴新,劉亮.用于產生等離子體的高壓脈沖電源的研制[J].高電壓技術,2007,33(2):28-31.

[4] 石瑜,孟志強,朱良焱.基于SG3525的半橋式激光電源設計[J].電源技術與應用,2009,36(7):17-23.

[5] 牟翔永,張曉春,林剛.基于SG3525的大電流低電壓開關電源設計[J].電測與儀表,2013,56(4):120-123.

[6] 伍小杰,曹興,夏帥.IGBT 驅動保護電路研究[J].電氣傳動,2010,40(10):23-28.

[7] 吳清玲,蔣強.高壓高頻變壓器的研究與設計[D].沈陽:沈陽理工大學.2011.

[8] 王水平,孫柯,王禾.開關電源原理與應用設計[M].北京:人民郵電出版社,2012:121-125.

Designofahighvoltagepulsepowersupply

PENG Xiang,YE Bing,ZHU Qi,WEI Jingbo

(School of Electronic Science and Applied Physics, Hefei University of Technology, Hefei 230009, China)

In order to study the impact of high voltage pulse width and frequency on the effect of the dielectric barrier discharge, unidirectional high voltage pulse power supply with 1 kW power, 5 kV amplitude, 1-20 μs adjustable pulse width and 15-25 kHz adjustable frequency is designed. The traditional high voltage pulse power supply mainly employs magnetic compression switch or rotating spark gap to obtain high voltage pulse, but it is characterized by high energy consumption, low reliability and poor controllability. In this design, the main power circuit adopts the half-bridge topological structure, using SG3525 as the PWM main control chip. The LCC series and parallel resonant soft-switching technology can lower the switching loss substantially and reduce the impact of distribution parameters of high frequency pulse transformer. The test results show that the presented high voltage pulse power supply satisfies the experimental requirements of dielectric barrier discharge.

high voltage pulse; dielectric barrier discharge; series and parallel resonance; soft-switching technology

2016-02-28；

2016-03-21

合肥工業大學產學研校企合作資助項目(12-516)

彭 享(1991-),男,河南信陽人,合肥工業大學碩士生;

葉 兵(1962-),男,安徽滁州人,博士, 合肥工業大學教授,碩士生導師,通訊作者,E-mail:554019623@qq.com.

10.3969/j.issn.1003-5060.2017.11.015

TM836

A

1003-5060(2017)11-1511-04

(責任編輯 胡亞敏)