三相PWM整流器的仿真設計與改進

廖文彪，陳文元

(廣東電網有限責任公司 梅州供電局，廣東 梅州 514021)

三相PWM整流器的仿真設計與改進

廖文彪，陳文元

(廣東電網有限責任公司 梅州供電局，廣東 梅州 514021)

采用前饋解耦的控制策略，設計出三相電壓型 PWM 整流器的雙閉環控制結構，同時針對大功率的三相 PWM整流器會因外部或其他的電磁干擾等問題導致橋臂直通，進而有可能燒毀IGBT的問題，本文提出了改進型三相PWM整流器，在電路中增加一個二極管，當橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到威脅。通過Matlab仿真驗證，對比傳統三相PWM整流器與改進后的三相PWM整流器的仿真結果，驗證了改進后的三相PWM整流器的優越性。實驗樣機表明，所設計的系統具有可行性。

整流器；直通；功率因素；雙閉環控制

隨著科技的發展，變流裝置多樣化，越來越多的大功率電源需要AC/DC整流器來實現交-直電壓轉換。傳統的AC/DC整流器利用二極管或晶閘管來實現整流。這兩種整流器都有輸出諧波大，功率因數低，對電網諧波污染嚴重等缺點[1-2]。

諧波污染對電力系統正常運行的影響，特別是整流器引起的污染引起了相關部門的重視，傳統的AC/DC 整流器需換代升級改進，面臨著巨大挑戰[3]。目前，IGBT廣泛地運用于三相PWM整流器中[4-7]，使得其應用范圍越來越廣，但其本身存在的問題也越來越多，如控制器件多、電磁干擾多等。主要有以下幾點:1)功率等級的增加，將導致開關器件所承受的du/dt，di/dt也變大，對IGBT的承受電壓的能力要求越來越高；2)功率等級的增加，器件的增多，干擾的問題越突出，容易導致IGBT直通，進而危險系統及IGBT等；3)目前很多產品為了達到足夠的功率等級，通常采用多模塊并聯模式，這使得不同模塊之間存在環流問題。最近幾年，隨著國家政策的大力支持，整流器等相關的產品受到了更多的重視[8-9]。

由于大功率的三相PWM整流器會因外部或其他的電磁干擾等問題導致橋臂直通，進而有可能燒毀IGBT。為此，本文提出了改進型三相PWM整流器，在電路中增加一個二極管，當橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到威脅，使得三相PWM整流器的可靠性更高。

1 三相電壓型PWM整流器的控制策略

1.1 三相電壓型PWM整流器主電路拓撲結構

三相電壓型PWM整流器主電路拓撲結構如圖1所示。圖1中ea，eb和ec是電源電壓，R是交流側線路等效電阻，L是交流側線路等效電感，C0是直流側電流。

(1)

式中：Em是相電壓幅值，ωt是電網頻率所對應的角度。

圖1 三相電壓型PWM整流器電路拓撲結構圖Fig.1 Topology structure diagram of three-phasevoltage-type PWM rectifier circuit

建立PWM整流器的dq坐標系下的數學模型：[10-11]

(2)

式中：ed、eq、vd、vq、id、iq分別為電源端電壓矢量、交流側電壓矢量、交流側電流在d、q上的分量；P為微分算子。

1.2 整流器雙閉環控制結構設計

由式(2)可以看出，id、iq存在相互耦合[12-13]，因此本文采用前饋解耦控制法，系統框如圖2所示。

(3)

圖2 系統控制框圖Fig.2 System control block diagram

將式(3)代入式(2)可得

(4)

式(4)表明可對id、iq進行獨立的控制。

2 三相電壓型PWM整流器控制系統參數整定

2.1 電流環參數整定

電流環采用PI調節時，同時考慮到采樣的延時以及PWM的小慣性特性，結合式(4)，取Ts為電流環內環電流采樣周期(即為PWM開關周期)，Kpwm為橋路PWM等效增益，Ts為采樣周期，τi=Kip/KiI，當τi=L/R時，電流環的控制為典型的一階系統控制。0.5Ts模擬PWM的小慣性特性?？紤]到系統的穩定性與快速性[14-15]，阻尼比常取ξ=0.707。已解耦的iq電流環內環結構如圖3所示。

圖3 電流內環結構Fig.3 Current inner loop structure

將小時間0.5Ts，Ts合并后得到簡化的電流內環結構如圖4所示。

圖4 電流內環簡化結構Fig.4 Current inner loop simplified structure

(5)

2.2 電壓環參數整定

電壓外環也采用PI調節器來調節，是保證輸出電壓的穩定作用。根據功率守恒原理可推導出輸出到直流側電壓的關系式。在開關頻率遠高于電網電動勢基波頻率的情況下，諧波分量可忽略，三相電壓型PWM整流器網側電流為

(6)

式中:Im為交流側的電流幅值。

由式(6)可得

(7)

由功率守恒可得

Pin=PL+PR+PC0+PR0

(8)

式中：Pin為系統輸入功率;PL為交流測線路等效電感的功率;PR為交流測線路等效電阻的功率;PC0為直流側的濾波電容功率;PR0為負載功率。

由式(7)可得

(9)

i*≈Im

(10)

結合式(7)、(8)、(10)可得

(11)

考慮到小信號擾動的因素，則

(12)

將式(12)代入式(11)可得

(13)

由于交流測的等效電阻R數值較小，式(13)可化為

(14)

對式(14)進行拉普拉斯變換得

其中

則電壓環的控制框圖如圖5所示。

圖5 電壓環控制框圖Fig.5 Voltage loop control block diagram

根據圖5可得，電壓環的傳遞函數為

(15)

式中：Kp，τi為PI調節器的參數。

工程上，一般設置電壓環控制器的穿越頻率小于電流環控制器穿越頻率[16]，本文取360 rad/s。同時考慮到系統的穩定性問題，PI調節器的極點必須設置好，由式(15)可得Kp=360τi/K。又Ti?Ts，可得τi=Ti。

經過進一步整理可得到

3 上下橋臂直通分析與改進

圖6為改進后的三相電壓型PWM整流器電路拓撲圖，假設某時刻的開關狀態為Q1、Q2、Q6導通，整流器一邊給輸出濾波電容充電一邊給負載供電，由于某種未知原因導致Q3也導通，此時Q3、Q6橋臂直通，未加二極管前，輸出濾波電容會與直通橋臂產生回路(見圖7)，進而會產生瞬間大電流，使得IGBT燒毀。改進后的電路由于二極管的反向關斷，使得輸出濾波電容不與直通橋臂形成回路，輸出濾波電容與負載形成回路，繼續給負載供電，保證了電路的正常工作(見圖8)。

圖6 Q1、Q2、Q6導通狀態Fig.6 Q1, Q2 and Q6 conduction states

圖7 直通產生短路Fig.7 Short circuit by shoot-through

圖8 改進后直通下的工作狀態Fig.8 Working state of shoot-through after improvement

3.1 整流器直通狀態下的仿真分析

當有橋臂直通時，傳統的三相電壓型PWM整流器的同一橋臂IGBT與輸出濾波電容C0并聯形成回路，上下橋臂與電容形成回路的瞬間會有瞬間的大電流產生，流過IGBT，毀壞開關管。通過MATALB仿真軟件搭建橋臂直通情況下的仿真模型與改進后的整流器仿真模型進行對比分析。系統具體參數為：電源電壓幅值311 V；線路等效電感L=1.5 mH；線路等效電阻R= 0.5 Ω；負載R0= 20 Ω；直流濾波電容C0=6 500 μF；輸出電壓600 V。

將參數代入上面推導出的等式，求出相關的電壓電流環的PI參數為

Kip=5,KiI=1 666，Kp= 0.14,Ki=46.3

3.2 未改進前直通情況下的仿真分析

整流器在0.4 s時，發生橋臂直通現象，直通時間為0.001 s。由圖9可知，系統在未改進前，若發生直通橋臂直通現象，流過直通橋臂的IGBT電流可達上萬安培，可以瞬間燒毀IGBT，使得系統停止工作。

圖9 未改進前直通下IGBT瞬間承受的電流Fig.9 IGBT instantaneous-endured current beforethe improvement

3.3 改進后直通情況下的仿真分析

同樣的在MATLAB仿真仿真軟件下搭建改進后的三相電壓型PWM整流器，在橋臂發生直通時的仿真模型。仿真系統的參數與未改進前仿真模型一致，在0.4 s時，三相整流器發生了橋臂直通現象，橋臂直通時間為改進前的10倍，即時間為0.01 s，此時直通橋臂流過的IGBT的電流波形如圖10所示。由圖10可知，流過直通橋臂的電流沒有很大的沖擊，即使在直通時間變大的情況下，也可保證系統正常的工作。圖11為電源電壓與輸入電流的波形。圖12為負載變化時，輸出的電壓波形，說明系統有一定的抗干擾能力。

圖10 改進后直通橋臂IGBT的電流波形Fig.10 IGBT current waveforms of improvedshoot-through bridge arm

圖11 電源電壓與輸入電流Fig.11 Power supply voltage and input current

圖12 負載突變由10變為20的輸出電壓波形Fig.12 Output voltage waveforms of load mutationchange from 10 to 20

4 實驗分析

本文搭建一臺相應的三相電壓型 PWM 整流器實驗樣機進行分析驗證。采用TI公司的TMS320F2812芯片作為控制芯片，參數與仿真所設置的參數一致，開關頻率 10 kHz。由于輸入電壓與輸入電流較大，同時示波器與控制芯片都不能承受如此大的電壓電流，因此，通常情況下，采用一級PT/CT與二級PT/CT適當降低到芯片可承受的電壓范圍內。實驗結果如圖13所示，輸入電壓與輸入電流同相位。

圖13 輸入電壓與輸入電流波形圖Fig.13 Input voltage and current waveform diagram

5 結 論

目前大多大功率的三相 PWM整流器很少考慮到上下橋臂因外界等其他原因造成的直通現象，進而使系統損壞。本文提出在電路中增加一個二極管，當橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到沖擊電流的威脅。通過 Matlab 仿真驗證，對比傳統三相PWM整流器與改進后的三相PWM整流器的仿真結果，驗證了改進后的三相PWM整流器的優越性。

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Simulation design and improvement of three-phase PWM rectifier

LIAO Wenbiao, CHEN Wenyuan

(Meizhou Power Supply Bureau, Guangdong Power Grid Co. Ltd., Meizhou 514021, China)

A double closed-loop control structure of a three-phase voltage-type PWM rectifier is designed by using the control strategy of feed-forward decoupling. At the same time, the three-phase PWM rectifier for high power can lead to the bridge shoot-through because of external or other electromagnetic interference, which is possible to burn the IGBT. In order to solve the problem an improved scheme of three-phase PWM rectifier is proposed in this paper, in which a diode is added to the circuit and then a loop between the output capacitor and the IGBT of shoot-through arm can not be formed, when the bridge arm is straight through, to ensure the IGBT is not threatened. The simulation results of the three-phase PWM rectifier and the improved three-phase PWM rectifier are verified by Matlab simulation. The superiority of the improved three-phase PWM rectifier is verified. The experimental prototype shows that the designed system is feasible.

rectifier; shoot-through; power factor; double closed loop control

2017-07-06。

廖文彪(1986—)，男，工程師，碩士，主要從事電力系統運行管理工作。

TM461

A

2095-6843(2017)06-0476-05

(編輯陳銀娥)