基于磁感應(yīng)技術(shù)無(wú)線地下收發(fā)器信號(hào)處理算法仿真與實(shí)現(xiàn)

申 良，劉洲洲，何 林

(1.西安航空學(xué)院 電子工程學(xué)院，西安 710077；2.西北工業(yè)大學(xué) 電子信息學(xué)院，西安 710072)

0 引言

無(wú)線地下通信方式主要有兩種[1-4]，一種是沿用無(wú)線地上通信的電磁波方式，另一種是磁感應(yīng)方式。

目前，由于基于磁感應(yīng)技術(shù)無(wú)線收發(fā)器沒(méi)有成熟產(chǎn)品出現(xiàn)，從而導(dǎo)致無(wú)線地下傳感器網(wǎng)絡(luò)研究主要集中在基于電磁波傳輸技術(shù)上，基于磁感應(yīng)技術(shù)的無(wú)線地下傳感器網(wǎng)絡(luò)研究很少。由于電磁波技術(shù)的無(wú)線地下通信面臨著高路徑損耗、信道條件動(dòng)態(tài)變化大和天線尺寸過(guò)大的三大問(wèn)題，不能滿足無(wú)線地下傳感網(wǎng)絡(luò)向長(zhǎng)距離和深層地質(zhì)通信發(fā)展的要求。

為了豐富無(wú)線地下傳感網(wǎng)絡(luò)的研究途徑，提出一種基于磁感應(yīng)技術(shù)無(wú)線地下收發(fā)器信號(hào)處理設(shè)計(jì)方案，由于無(wú)線地下信道復(fù)雜，而采用傳統(tǒng)的硬件濾波和解調(diào)方式實(shí)現(xiàn)的收發(fā)器，存在通信可靠性低且實(shí)現(xiàn)不靈活的缺點(diǎn)。

以軟件無(wú)線電的思想代替?zhèn)鹘y(tǒng)硬件方法實(shí)現(xiàn)磁感應(yīng)通信的濾波和解調(diào)，提高無(wú)線地下通信可靠性[5-10]。

1 磁感應(yīng)信號(hào)提取算法中FIR濾波算法設(shè)計(jì)和仿真

無(wú)線地下信道[10]受到工頻干擾、工業(yè)干擾和天電干擾，工頻干擾主要是以50Hz及其多次諧波出現(xiàn)；工業(yè)干擾和天電干擾主要以脈沖干擾的形式出現(xiàn)； 脈沖干擾可看成一個(gè)突然上升又按指數(shù)規(guī)律下降的尖脈沖，脈沖干擾的影響主要集中在低頻上。由于無(wú)線地下信道的干擾主要集中在低頻，所以我們?cè)O(shè)計(jì)一個(gè)中心頻率125KHz、阻帶截止頻率為110KHz、通帶截止頻率為140KHz、通帶寬度為30KHz的帶通濾波器。

1.1 FIR濾波器仿真

本文主要研究了FIR數(shù)字濾波器的設(shè)計(jì)方法，從數(shù)字濾波器的概念及對(duì)基本原理的分析，從而得出數(shù)字濾波器設(shè)計(jì)的基本步驟。具體的設(shè)計(jì)步驟如下：

打開(kāi)MATLAB 軟件，并打開(kāi)“Filter Designed & Analaysis Tool”工具，在彈出的界面中按照所需濾波器修改以下濾波器類(lèi)型：

帶通 Bandpass波方式: 等紋波 FIR(Equiripple)；濾波器階數(shù):Specify order(115+1 階)；采樣頻率：900KHz；Fstop1：90KHz；Fstop2：160KHz；Fpass1：110KHz；Fpass2：140KHz；最后，生成濾波器。

圖1 FIR仿真結(jié)構(gòu)圖

圖3 濾波前的被污染信號(hào)

仿真結(jié)構(gòu)如圖1所示。編寫(xiě)M文件，生成一個(gè)載波頻率為125KHz，碼元信號(hào)長(zhǎng)度為368US的已經(jīng)OOK調(diào)制的理想信號(hào)(見(jiàn)圖2)，碼元為1010，由于信道的噪聲和干擾主要集中在低于10KHz范圍內(nèi)，模擬信道噪聲和干擾。本文在理想信號(hào)上添加信噪比為20DB的50Hz和10KHz的低頻干擾信號(hào)，考慮到信道內(nèi)存在高斯白噪聲，又在理想信號(hào)上添加信噪比為20DB的高斯白噪聲，通過(guò)模擬信道噪聲和干擾，理想信號(hào)變成了污染信號(hào)(見(jiàn)圖3)。

通過(guò)對(duì)比污染信號(hào)和濾波后信號(hào)(見(jiàn)圖4)可知，低頻的干擾已經(jīng)濾除大部分，但還有一部分沒(méi)有濾除，在0碼元是可以清楚的看到；可以知道50Hz和10KHz的低頻干擾被全部濾除，高斯白噪聲被濾除了一部分，符合我們的設(shè)計(jì)初衷，因?yàn)楦咚拱自肼曉谕l帶也存在，而我們只能濾除不在通頻帶里面的高斯白噪聲，所以在0碼元可以觀察到還是有一部分干擾存在。

圖4 濾波后的信號(hào)

1.2 磁感應(yīng)信號(hào)提取算法DSP實(shí)現(xiàn)

接收端磁感應(yīng)信號(hào)提取程序流程見(jiàn)圖5。

圖5 接收端磁感應(yīng)信號(hào)提取程序流程圖

首先把電位器阻值設(shè)置為0，然后通過(guò)采樣的數(shù)據(jù)調(diào)整放大的倍數(shù)，使得最終放大的結(jié)果調(diào)整到合適的位置，放大合適后再將采樣數(shù)據(jù)送入FIR濾波器去處理。

2 無(wú)線地下收發(fā)器編碼解碼和調(diào)制解調(diào)算法設(shè)計(jì)

2.1 曼徹斯特編碼和解碼算法DSP實(shí)現(xiàn)

2.1.1 信號(hào)編碼

當(dāng)一幀數(shù)據(jù)過(guò)來(lái)時(shí)，首先判斷位是0還是1，如果是0的話，編碼成01，如果是1的話編碼成10。

部分代碼如下：

voidsend_data(unsignedchar*d)

{

unsignedinti,j,temp;

unsignedchark;

run_125k(400);//3US///// ///////////carrierburst

delay(3);//368US//////// ////////separationbit

for(j= 0;j< 5;j++)

{

k=d[j];

for(i=0;i<8;i++)

{

temp=k&0x80;

k=k<<1;

if(temp==0x80)

{

run_125k(run_time);//368US1

delay(3);//368US0

}

else

{

delay(3);//368US0

run_125k(run_time);//368US1}

}

}

}

2.1.2 信號(hào)解碼

信號(hào)解碼是信號(hào)編碼的逆過(guò)程，當(dāng)接收到一幀數(shù)據(jù)時(shí)候，找到信號(hào)頭，然后兩位一起判斷，傳統(tǒng)解碼在抽樣判決判定01后，再根據(jù)如果是10，則原始信號(hào)為1；若為01則原始信號(hào)為0。本文把抽樣判決和解碼結(jié)合一起，通過(guò)兩個(gè)一組的碼元強(qiáng)度大小，通過(guò)大小判定上下沿，如果是下降為1，上升為0，實(shí)現(xiàn)代碼在解調(diào)中說(shuō)明。

2.2 改進(jìn)型OOK調(diào)制和解調(diào)算法設(shè)計(jì)和仿真

改進(jìn)型OOK調(diào)制和解調(diào)算法主要體現(xiàn)在解調(diào)上，一般OOK的非相干解調(diào)方式的主要部分包絡(luò)檢波器是用半波或全波整流器，由于整流器設(shè)計(jì)電路復(fù)雜、不靈活和效果也不佳等特點(diǎn)，本文將采用基于希爾伯特的包絡(luò)檢波器實(shí)現(xiàn)OOK的解調(diào)。希爾伯特變換(Hilbert transform)一個(gè)連續(xù)時(shí)間信號(hào)的希爾伯特變換等于該信號(hào)通過(guò)具有沖激響應(yīng)的線性系統(tǒng)以后的輸出響應(yīng)。由傅里葉變換信號(hào)經(jīng)希爾伯特變換后，在頻域各頻率分量的幅度保持不變，但相位將出現(xiàn)90°移相器。用希爾伯特變換描述幅度調(diào)制或相位調(diào)制的包絡(luò)、瞬時(shí)頻率和瞬時(shí)相位會(huì)使分析簡(jiǎn)單，在通信系統(tǒng)中有著重要的理論意義和實(shí)用價(jià)值。在通信理論中，希爾伯特變換是分析信號(hào)的工具，在數(shù)字信號(hào)處理中，不僅可用于信號(hào)變換，還可以用于濾波，可以做成不同類(lèi)型的希爾伯特濾波器。希爾伯特變換是由原始信號(hào)和I/t的卷積形成，可由一個(gè)濾波器實(shí)現(xiàn)。

希爾伯特變換是一種積分變換，信號(hào)x(t)的希爾伯特變換H[x(t)]定義為:

(1)

可見(jiàn)，H[x(t)]是將信號(hào)x(t)與1/πt卷積。因此，希爾伯特變換結(jié)果x(t)可以理解成為:輸入信號(hào)x(t)經(jīng)過(guò)一個(gè)沖激響應(yīng)為1/πt的線性時(shí)不變系統(tǒng)所產(chǎn)生的響應(yīng)。

信號(hào)x(t)由慢變信號(hào)s(t)與快變信號(hào)f(t)相乘，即x(t)=s(t)f(t)，這樣就形成了調(diào)幅信號(hào)。為了避免過(guò)調(diào)幅設(shè)s(t)=0。

令:Z(t)=x2(t)+H2[x(t)]

(2)

根據(jù)Bedrosian乘積定理:

H[x(t)]=H[s(t)f(t)]=s(t)H[f(t)]

(3)

可得:

Z(t)=s2(t){f2(t)+H2[f(t)]}

(4)

令r(t)=f2(t)+H2[f(t)]，顯然r(t)≥0，因此必然包含直流成分。為了簡(jiǎn)化處理，這里假設(shè)快變信號(hào)是兩個(gè)諧波信號(hào)之和:

f(t)=a1cosω1t+a2cosω2t

(5)

f(t)的希爾伯特變換為:

H[f(t)]=a1sinω1t+a2sinω2t

(6)

(7)

式(7)表明，r(t)主要包含了兩個(gè)不同成分:一是常數(shù)部分為兩個(gè)諧波幅度的平方和，另一部分為兩諧波的差頻成分。將式(7)代入式(4)，得到:

(8)

(9)

fA(t)=2a1a2s2(t)cos(ω1-ω2)t

(10)

則:Z(t)=SA(t)+fA(t)

(11)

設(shè)s(t)的最高頻率分量為ωmax，若ω1-ω2>>2ωmax，則SA(t)和fA(t)頻譜仍舊不發(fā)生混疊，利用前述希爾伯特低通濾波器，選擇合適的截止頻率ωc則可提取出慢變成分SA(t)。通過(guò)SA(t)可估計(jì)出慢變包絡(luò)A(t):

(12)

可以看出，估計(jì)出的慢變包絡(luò)與原始的包絡(luò)僅僅是幅度不同。

代碼實(shí)現(xiàn)為：

voidDEEnvelope()

{

inti;

for(i= 0;i

{

Envelope[i]=sqrtsp(HFIR_In[i]*HFIR_In[i]+HFIR_Out[i+15]*HFIR_Out[i+15]);

}

}

圖6 原實(shí)信號(hào)和希爾伯特變化信號(hào)對(duì)比

本文用MATLAB設(shè)計(jì)一個(gè)FIR希爾伯特濾波器，并在TMS320C6748實(shí)現(xiàn)希爾伯特變換，得到調(diào)制信號(hào)的包絡(luò)。調(diào)用上面設(shè)計(jì)的希爾伯特濾波器，希爾伯特濾波器系數(shù)是31，濾波器群延時(shí)為(N-1)/2即15，通過(guò)圖6也可以清楚的看到群延時(shí)15，去除群延時(shí)后，原實(shí)信號(hào)和希爾伯特濾波后信號(hào)對(duì)比見(jiàn)圖7，通過(guò)對(duì)比圖可知，去除濾波器群延時(shí)后，希爾伯特變化是原實(shí)信號(hào)幅值不變，相移90°。

圖7 希爾伯特包絡(luò)檢波器仿真結(jié)果圖

3 結(jié)語(yǔ)

本文根據(jù)系統(tǒng)需求對(duì)節(jié)點(diǎn)信號(hào)處理算法進(jìn)行研究，設(shè)計(jì)適合無(wú)線地下信道的FIR濾波算法，提出了一種改進(jìn)OOK解調(diào)算法，該算法使用希爾伯特變化代替?zhèn)鹘y(tǒng)用半波或全波整流器提取信號(hào)包絡(luò)，設(shè)計(jì)并在MATLAB中仿真FIR濾波和希爾伯特解包絡(luò)算法，最后為實(shí)現(xiàn)收發(fā)器通信過(guò)程，編寫(xiě)FIR濾波、編碼解碼和調(diào)制解調(diào)等程序，并在TMS320C6748上實(shí)現(xiàn)。

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