基于前級推挽式LCL諧振變換器的車載逆變器

錢曉東，羅四平

摘 要：一種前級推挽式LCL諧振變換器的車載逆變器，升壓變換器和后級逆變器均采用數字化控制。對推挽式LCL諧振變換器和全橋逆變器進行了理論分析，設計并制作了一臺額定功率2kW輸出220Vac（50Hz）的樣機，實驗結果穩定可靠，并成功應用于工程車上。DC-DC軟啟部分采用DSP控制，逐次增加占空比實現母線電壓緩慢上升，避免產生大的沖擊電流損壞開關管或整流二極管。逆變部分采用電壓外環電流內環數字化控制來提高動態和靜態特性。理論和實驗結果表明：采用DSP數字化控制，實現了前級變換器軟啟和零電壓開通，提高了整機效率。后級逆變器雙閉環控制，具有穩態精度高、動態響應好、抗干擾能力強等優勢。

關鍵詞：LCL諧振；推挽；車載逆變器；數字化控制

中圖分類號：TM464 文獻標志碼：A 文章編號：2095-2945（2018）06-0026-03

Abstract： The invention relates to a vehicle-mounted inverter of a front-stage push-pull LCL resonant converter. Both the boost converter and the rear stage inverter are digitally controlled. The push-pull LCL resonant converter and full-bridge inverter are theoretically analyzed. A sample vehicle with a rated power of 2kW and an output of 220Vac （50Hz） is designed and fabricated. The experimental results are stable and reliable， and successfully applied to the engineering vehicle. The soft start part of DC-DC is controlled by DSP， which increases the duty cycle one by one to realize a slow rise of bus voltage， avoiding the large impulse current from damaging the switch tube or rectifier diode. In the inverter part， the digital control of voltage outer loop current inner loop is used to improve the dynamic and static characteristics. The theoretical and experimental results show that the soft start and zero voltage turn on of the former converter are realized by using DSP digital control， and the efficiency of the whole converter is improved. The double closed loop control of the rear stage inverter has the advantages of high steady-state precision， good dynamic response and strong anti-interference ability.

Keywords： LCL resonance； push-pull； on-board inverter； digital control

引言

車載逆變器受空間限制并基于人身安全考慮，常采用低壓電池供電，且要求輸入輸出電氣隔離，因此前級電池升壓電路常采用DC-DC隔離升壓變換器。隨著負載量的增大，前級輸入電流越來越大，而傳統的硬開關電路導致開關損耗加大，降低了電池使用效率。因此，需要實現前級升壓電路軟開關功能，減小電池損耗，提高整機效率。針對低壓電池供電車載逆變器，提出前級推挽式LCL諧振變換器，諧振電感、電容與變壓器原邊漏感實現LCL諧振，使得功率MOSFET零電壓開通。文獻[1][2]提出了同樣的電路拓撲，但是諧振變換器使用硬件控制，不利于減小體積、節省成本，且硬件控制存在器件老化、失效等問題，采用數字化控制可以有效避免該問題，同時調制過程更加靈活、簡單。針對電池電壓變化范圍寬導致的母線電壓變化大的問題，后級逆變器采用母線補償的控制策略，實現寬范圍輸入下逆變器穩定可靠輸出[3]。制作了1臺電池額定電壓24V，額定功率2kW，輸出220Vac 50Hz的樣機，并成功應用于工程車上。

1 推挽式LCL諧振變換器

圖1所示為推挽式LCL諧振變換器，開關管V1和V2以接近50%占空比交替導通[4]，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器漏感Lleak產生諧振，高頻變壓器T起隔離和升壓作用，副變D1-D4組成全波整流電路。其工作過程如圖2所示。

（1）t0-t1階段：V1導通，V2關斷，V1近乎零電壓開通，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器漏感Lleak產生諧振，諧振電流從0開始變大，所以V1開通損耗幾乎為0。

（2）t1-t2階段：V1關斷，V2關斷，變壓器原邊電流近乎為0，漏感電流繼續給V1結電容CS1充電，V2結電容CS2放電。變壓器副邊電流If繼續下降，t2時刻下降到0，然后反向增大。

（3）t2-t3階段：變壓器原邊電流為0，副邊勵磁電流反電動勢使得勵磁電流通過D1、D3續流。變壓器副邊電壓反向，而原邊電壓被嵌位為近乎Vin的值，所以功率管V2端電壓Vds2接近為0，從而為V2零電壓開通創造了條件。

（4）t3-t4階段：V1關斷，V2導通，V2接近零電壓開通，諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器漏感Lleak產生諧振，變壓器副邊電流經D1、D3流動。

（5）t4-t5階段：t4時刻V2關斷，變壓器副邊電流下降，原邊漏電流給V2的結電容CS2充電，V1結電容CS1開始放電。t5時刻變壓器副邊電流反向增加，直到正向勵磁電流值。

（6）t5-t6階段：t5時刻副邊勵磁電流產生反向電動勢，且通過D2、D4續流，此時原邊電壓略小于Vin（副邊電壓被嵌位到輸出值），導致開關管V1端電壓Vds1近乎為0，為下周期V1零電壓開通創造了條件。

2 雙閉環全橋逆變器

2.1 全橋逆變器數字化控制

根據圖3全橋逆變電路原理圖，以vc和ic為狀態變量，列出逆變系統的狀態方程：

（1）

（2）

忽略中間推導過程，可得式（2）。其中，Kpwm=■，Vt為載波幅值，Vm（t）為正弦波調制信號。由公式（1）和（2）可得調制信號Vm（t）到輸出電壓vc的傳遞函數為：

（3）

由傳遞函數可知，被控對象是一個典型的二階系統，空載時系統為無阻尼振蕩系統，滿載時也處于欠阻尼狀態，所以需要增加系統阻尼，來達到較好的控制效果[5][6]。通常采用增加控制回路的方式給系統增加阻尼，因此設計采用電壓外環電流內環雙環控制，總體控制結構如圖4所示。

系統傳遞函數如式（4）所示，從系統傳遞函數可知，通過調節Kv、Ki、Kpwm的大小可調整系統動靜態特性。

2.2 逆變器干擾因素

一般來講逆變器的主要干擾因素有三個：輸入母線電壓波動、瞬投瞬卸負載、整流性負載[7]。針對這三種干擾分別采取對應的措施。

2.2.1 輸入母線電壓波動

輸入電池電壓變化，經推挽LCL諧振變換器后母線電壓也隨著變化，導致逆變器輸入電壓不穩，為保證系統輸出穩定運行，常采用母線補償措施，即根據母線電壓值的變化，調節Kpwm的值，從而實現整個系統狀態穩定。

2.2.2 負載瞬投瞬卸

負載瞬投瞬卸時，逆變控制系統處于震蕩環節，穩態控制參數此時會導致輸出電壓下降或上升較大。為實現較好的動態響應，常采用動態調節比例參數的方法，即快速判斷出瞬投或瞬卸狀態，然后增大或減小比例參數。

2.2.3 整流性負載

逆變器接RCD整流性負載時，由于整流橋的作用，導致輸出電流呈現出一種非連續的非線性特性。RCD載中的電容對系統的動態特性影響較大，降低了系統的自然頻率，使系統響應變慢。為降低RCD載下輸出電壓的失真度，常采用重復控制方法，以減小周期性的誤差。

3 實驗數據及波形

根據以上分析，設計并制作了一臺樣機，額定功率2000W，輸出交流220V 50Hz。采用前級推挽式LCL諧振變換器+全橋逆變器+LC濾波的電路拓撲結構，如圖5所示。電池輸入電壓范圍21V-30V。DC-DC諧振頻率要求是開關頻率偶數倍，但是較高的倍數會導致損耗變大，因此設計諧振頻率為開關頻率的兩倍。數字化控制芯片采用TI的TMS320F28069，具體參數如表1所示。

3.1 前級升壓軟啟及諧振波形

升壓變壓器副邊電壓高，直接加在母線電容上會產生很大的沖擊電流，容易導致開關管和整流二極管損壞，所以DC-DC需要軟啟功能。采用DSP控制的數字化控制實現母線電壓緩慢上升，逐漸增加MOSFET占空比，從0逐漸增加到接近50%，并根據實際沖擊電流大小，適當放緩占空比增加的幅度。圖6為24V輸入時DC-DC軟啟波形。MOSFET零電壓開通和零電流關斷，DC-DC效率達到了96%，極大地減小了開關損耗，諧振電流波形如圖7所示。

3.2 逆變器實驗波形

3.2.1 整機效率。整機在不同輸入電壓、不同負載量的效率如圖8所示。

3.2.2 整流性帶載。重復控制能有效降低輸出電壓失真度，圖9為85% RCD負載下電壓和電流波形。

3.2.3 穩態誤差。電池電壓為24V、30V兩種不同輸入電壓下，逆變輸出穩態誤差如表2所示。

4 結束語

理論和實驗結果表明，基于前級推挽式LCL諧振逆變器采用數字化控制，很好地實現了原邊MOSFET零電壓開通和母線電壓軟啟。后級逆變器雙閉環控制及三種抗干擾措施，能有效改善逆變器穩態和動態性能，提高抗干擾能力，最終實現了高達93.6%的整機效率。

參考文獻：

[1]萬小偉.一種新型獨立式逆變電源的研究[D].華東交通大學，2008.

[2]袁義生，熊晶，艾東兵.ZVS軟開關推挽直流變換器[J].大功率變流技術，2011，5（4）：23-27.

[3]程亮濤，鄒娟.基于前端LCL諧振式推挽變換器[J].大功率變流技術，2009，6：41-45.

[4]袁義生，蔣文軍.一種新型LCL諧振軟開關推挽式直流變換器[J].華東交通大學學報，2009，1（26）：71-75.

[5]楊繼超.UPS逆變控制技術的發展[J].自動化應用，2016，25（6）：35-39.

[6]李鑫，姚勇濤，張逸成，等.采用電容電流內環的逆變器雙閉環控制研究[J].電氣傳動，2008，2（38）：23-26.

[7]雷博，肖國春，吳旋律，等.單相全橋DC-AC電壓逆變電路數字控制中的振蕩現象分析[J].物理學報，2011，9（60）：1-11.