天基物聯網中一種非正交多載波調制技術

趙夢迪，李洪星，李 屹，方 莉，陳 萍

(1.北京郵電大學 信息與通信工程學院，北京 100876；2.上海航天電子技術研究所，上海 201109)

0 引言

隨著通信技術和互聯網技術的發展，物聯網(Internet of Things，IoT)得到了廣泛的支持和應用[1]。依托地面網絡的物聯網應用日趨發展成熟，但是在一些大范圍、跨地域和惡劣環境等應用場景中，由于空間、環境等限制，地面物聯網并不能滿足數據交換需求[2]。尤其在海洋管理和船舶監測等領域，地面物聯網還沒有對其進行有力的支撐。因此，發展基于空間通信網絡的天基物聯網有其現實需求和廣闊前景。然而，目前關于物聯網的標準、技術和文獻等主要是基于地面網絡的陸基系統，天基物聯網的相關研究才剛剛起步。將傳統航天應用的衛星通信技術與新興物聯網、大數據技術進行跨界融合，對于實現人人相通、物物相通、人物相通的萬物互聯生態圈來說至關重要[3]。目前各國學術界和工業界都在積極考慮將天基網絡和地基網絡融合發展，使用戶在室內、室外和野外等不同應用場景下，根據需求以4G、5G、WiFi和衛星等不同方式隨時接入物聯網信息服務系統，達到“有地用地、無地用天、天地一體”的良好用戶體驗[4]。

海事衛星通信系統可為用戶提供速度、位置和時間等基本信息，具有全天時、全天候、全球覆蓋和高精度等特點[5]，能有效支撐和補充地面系統，為船舶提供準確的時間信息、位置信息、導航和監控服務[6]。其中最引人關注的機器—機器(Machine-to-Machine，M2M)通信技術正在經歷衛星通信市場的巨大增長。文獻[7]分析了天地一體化信息網絡的總體架構，文獻[8-9]分析了衛星通信產業與物聯網相融合的重要性和現實性，指出了衛星通信是天基物聯網應用的重要組成部分。文獻[10]分析了物聯網的發展現狀及趨勢，針對其中提到的關于實現高速傳輸的問題，面向天基物聯網的M2M通信系統可以采用多載波調制技術，但已有的多載波碼分多址機制和正交頻分復用技術并不適用。為了解決這一問題，本文提出一種基于非正交多載波調制的M2M通信方案，利用衛星信道作為天基物聯網數據傳輸的方式，并采用16進制正交幅度調制方式對每路子載波進行調制，從而滿足天基物聯網大范圍、長距離和高帶寬的傳輸需求。

1 天基物聯網

天基物聯網體系如圖1所示，主要包括3個層面：感知層、網絡層和應用層[13]。

圖1 天基物聯網體系架構

天基物聯網通過信息傳感設備(如全球定位系統、激光掃描設備和傳感器等)，把地面網絡不能互聯的物品與網絡連接起來，進行信息通信和數據交換，從而實現對物品的定位、跟蹤、監控和管理，最終達到物與物、人與物、人與人之間的互聯互通互操作[11]。一般而言，天基物聯網融合了天基導航、遙感和通信等服務，是一個無障礙交互的綜合信息服務平臺[12]。

衛星通信在物聯網的3層體系中均起到了重要的支撐作用。在感知層，衛星定位終端、衛星數據采集終端等設備采集用戶的位置、速度和運動時間等信息；在網絡層，衛星通信網將采集到的信息進行可靠安全地傳輸；在應用層，經過衛星通信網絡傳輸而來的有用信息成為各種應用平臺信息資源的重要組成部分[6]。

2 非正交多載波調制技術設計

低軌道(Low Earth Orbit，LEO)衛星通信系統的多普勒效應會導致頻偏產生，多普勒頻移fd可按下式計算：

(1)

衛星軌道高度在500～2 000 km之間。船舶發送信號經過甚高頻(Very High Frequency，VHF)海上移動頻段進行傳輸，工作波段為161.975 MHz和162.025 MHz，根據波長公式λ=c/f，其中光速c=3×108m/s，頻率f=162 MHz，估算出載波波長λ約為1.85 m。船速與衛星速度相比可忽略不計，因此衛星與用戶的相對運動速度v的取值為24 807～27 371 km/h。

衛星與船舶之間的連線與衛星運行速度v方向之間的夾角θ為：

(2)

當θ=0°時，此時的多普勒頻偏為最大多普勒頻移：

(3)

由于LEO衛星移動通信系統會產生較大的多普勒頻偏，不適合采用典型的多載波調制技術——正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)。因為OFDM技術最大的缺點是對頻率偏移特別敏感，任何頻率偏移都會破壞子載波間的正交性，這將不可避免地導致ICI。此外，OFDM時域信號的峰均比較高，調制信號的動態范圍大，發射器增加了功放的成本，而且耗電量也大。因此，只能考慮非正交子載波調制機制。

為了實現衛星通信中的高速數據傳輸，有效地利用帶寬，本文在100 kHz信道中采用16QAM對子載波信號進行調制。每一個符號包含4 bit，每路子載波的符號速率為2 400 symbol/s，相應的信息速率是9 600 bit/s。原始數據速率為307.2 kbps，采用32路非正交子載波，子載波頻點為[14]：

fm=(0.5625-(M/2-m)×1.125)/T，

(4)

式中，M為子載波個數，m=0，1，2，…，M-1；T為子載波的符號周期，每個子載波中心頻點的頻率間隔Δf為2.7 kHz。容易看出，載波頻點之間相互并不正交，正交的載波間隔Δf應為2.4 kHz。

非正交多載波調制系統如圖2所示。

圖2 多載波調制系統

已調信號的表達式為：

M(t)=Re{s(t)exp(j(2πfct+φ0))}，

(5)

式中，fc為載波頻率；φ0為相位；s(t)為已調信號的復包絡，即

(6)

式中，N為每個子載波一個時隙內傳輸的符號個數；Sm(n)為第m個子載波在時間tn處的調制符號；ωm=2πfm表示第m個子載波的角頻率；g(t)為發送濾波器的沖擊響應。

3 非正交多載波調制技術實現

3.1 方案實現

針對非正交的子載波，本文采用非正交多重調制(Non-orthogonal Multiple Modulation，NOMM)的思想[15]來實現多載波調制。

已知x是K維實隨機矢量，y是其到L2(R)空間的線性映射，即

y=Gx，

(7)

式中，x為已知的K維實隨機矢量，即x=[x0，x1，…，xK-1]T；G=[g0，g1，…，gK-1]，要求各列矢量線性無關但不一定滿足正交性。在此系統中，y稱為合成波，x稱為信號矢量，xkgk稱為子波[16]。

NOMM的信號點分布在以G各列矢量為基的K維星座圖上，可先將G變換為標準正交基，如此，NOMM的星座圖設計與傳統調制方法就可以統一起來。

令R=GTG，則R是正定矩陣。于是存在K階實矩陣P，使得

PRPT=I，

(8)

于是，GPT各列矢量就是標準正交基。至此，式(7)變為

y=GPTx。

(9)

接收端的解調器結構如圖3所示。在相乘器中，輸入矢量與P矩陣相乘。在判決器中進行判決即可。對于非正交矩陣G來說，在發送端和接收端分別用P進行線性變換，就可以有效消除不同符號之間的串擾或干擾。

圖3 NOMM解調器結構

根據文獻[17]中OFDM調制和解調的基本原理，串行比特流經過數據編碼器后被映射為串行符號，每一個符號調制其中的一個子載波[18]。相對于非正交多載波技術，每個子載波都受到16QAM符號的調制，即16QAM等效基帶信號的實部和虛部分別與相應非正交子載波的余弦分量和正弦分量相乘，調制后的各個子載波進行相加合成就構成了多載波符號[19]。

由上述的思路可知，式(7)中作為信號矢量的x，其行向量代表了串并變換后的一路16QAM信號，而G的列向量對應的是一路子載波頻點。由于16QAM信號是復信號，含有實部和虛部，所以處理時把16QAM信號的實部和虛部分別提取出來，實部和子載波的cos(2πfmt)分量相乘，虛部和sin(2πfmt)分量相乘。這樣就確定了G矩陣列向量的表現形式。

然而，由此會產生2個G矩陣，即由cos(2πfmt)頻點分量組成的矩陣和由sin(2πfmt)頻點分量組成的矩陣，須對這2個G矩陣進行合并。矩陣合并前，先確定時間t的取值范圍。頻點值最小的子載波的周期為T0=1/1350，符號周期為T=1/2400，容易算出每16個符號周期的時間段內，正好傳了9個第一路子載波，3×9=27個第二路子載波。所以，每16個符號周期間可以看作是正交的。可見，t按照一個符號周期時間，也就是2 400(恰為16的整數倍)個符號時間取值是合理的。由此得到的R矩陣是對角陣，也就是正交的。

進一步，如果由cos(2πfmt)頻點分量和sin(2πfmt)頻點分量組成的2個G矩陣分別計算，得到相應的R矩陣和P矩陣。信號的實部和虛部再分別進行相應的調制，調制后的子載波再相加，在無噪聲信道中傳輸仍無法實現無差錯解調。這是因為對于第一路子載波而言，cos(2πf1t)和sin(2πf1t)在一個符號周期[0，T]內并不正交，這導致信號的實部和虛部對子載波分別進行調制再合成相加后會互相干擾。

因此，實部和虛部須進行聯合調制解調。也就是說，2個G矩陣合并后，列向量的個數增加1倍，由原來的32增加到64。按照這個思路，可以令G矩陣的前32個列向量為cos(2πfmt)頻點分量，其后32個列向量為sin(2πfmt)頻點分量，即

(10)

這樣一來，就確定了G矩陣的具體形式。相應地，信號矢量x的前32個行向量為16QAM信號的實部，后32個行向量為16QAM信號的虛部。進一步很容易計算出R矩陣和P矩陣，再進行調制和解調。如此，在無噪聲信道中，接收端能夠有效抑制子載波間干擾，實現無差錯解調，進而保障天基物聯網中的艦船之間(M2M)的高速數據交互。

3.2 仿真結果分析

利用計算機仿真來測試提出的實現方案的誤比特率性能。在仿真中星座調制方式采用16QAM，共有32路子載波，子載波間隔為2.7 kHz，其中每個子載波受到16QAM符號的調制。每路子載波的符號速率為2 400 symbol/s，共仿真了100 s時間段內的數據量。調制后的多載波符號經過AWGN信道傳輸，信噪比取值范圍為0 ～14 dB。

在未加噪聲的情況下，對32路非正交子載波進行調制、解調和并串變換后的信號星座圖如圖4(a)所示。因為還未經過16QAM解調，所以星座圖為16QAM星座圖。顯然，在沒有噪聲的信道中傳輸，盡管32路子載波非正交，但其非正交性并不影響系統的性能，這一點可以從圖4(a)的星座圖上直觀地反映出來。因此，本文設計的方案能夠有效消除子載波非正交性引起的子載波間干擾，從而獲得正交時的性能。在加噪聲的條件下，信噪比為10 dB時，對32路非正交子載波調制、解調和并串變換后的信號星座圖如圖4(b)所示。

(a) 未加噪聲時多載波解調后的星座圖

(b) 信噪比為10 dB時多載波解調后的星座圖圖4 32路非正交多載波解調后的星座圖

在數字衛星通信系統中，通常用Eb/N0來評估系統的性能。其中，Eb表示單位比特數據信號的能量，N0表示單位帶寬內噪聲的功率。非正交多載波系統的誤比特率與Eb/N0的關系曲線以及與16QAM誤比特率理論曲線的對比如圖5所示。由圖5可知，誤比特率隨著Eb/N0的增大而減小，并接近理論曲線，滿足目標誤比特率。

仿真結果表明，本文提出的機制能提高傳輸容量，提升系統性能，顯示出了良好的性能特點。

圖5 誤比特率性能

4 結束語

本文將傳統衛星通信與物聯網技術相結合，面向天基物聯網應用，設計實現了100 kHz信道下一種新型的用于船舶間通信(M2M)的非正交多載波調制方案。該機制具有通信帶寬大、通信覆蓋范圍廣、通信可靠性高等特點，能夠克服由于子載波間非正交性導致的ICI，達到目標誤比特率。仿真結果驗證了本文提出的非正交多載波實現方案具有一定的可用性和有效性。下一步的工作計劃是將多載波調制技術與信道編碼結合起來，進一步獲得總體系統性能的提升。

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