過模同軸-2路矩形波導功分器的設計與實驗

張健穹,劉慶想,李相強,梁　源,門滿洲

(西南交通大學物理科學與技術學院,四川 成都 610031)

功分器是一種常見的微波器件,在微波各頻段都有廣泛的使用,根據應用需求的不同實現方式和性能也有一定差異[1].根據使用傳輸線不同,有平面式[2-3]和波導式[4-5]等,近年來研究較為火熱的手征材料也有見在其中應用并獲得新的成果[6].對于應用于高功率微波的功分器,在實現高傳輸效率的同時還應具備對高功率微波源輸出模式的功率分配和具有較高的功率容量.

過模同軸波導是一種常用的高功率微波源輸出結構,輸出模式通常為旋轉對稱的TEM (transverse electromagnetic mode)模[7]或者TM01模[8].目前,國內外學者對同軸波導到矩形波導的功分器已開展了相關研究.Bialkowski等提出的1分N路功分器[9],微波由同軸輸入后經過徑向線結構的過渡,再由N路矩形波導輸出,該功分器的內部結構采用介質固定,影響了功率容量的提高.余川等研究了一種同軸TEM-矩形TE10模式變換器[10],可實現2/4路矩形波導輸出,同軸波導內導體貫穿了矩形波導的上表面,形成了一個短路壁,用于調節匹配,該結構不需要引入介質進行固定,適用于高功率微波應用,但該結構的入口同軸波導為非過模同軸波導,在過模條件下無法實現2路矩形波導輸出.吳峰濤等對同軸波導到2/4路同軸波導的高功率超寬帶功率分配器[11]進行了研究,采用多個同軸波導相互鉸鏈結構,可實現由同軸波導輸入,直接轉換為2/4路同軸波導輸出的功率分配形式,但該技術方案沒有明確輸入同軸波導是否適用于過模同軸波導,且由同軸波導進行傳輸相對矩形波導而言會產生更大的損耗.文獻[12]研究了一種同軸波導到16路矩形波導功率分配器,實現了各端口的等路徑等幅同相輸出并滿足高功率應用需求,但該功分器方案不能實現兩路矩形波導輸出.文獻[13]提出了一種新型的同軸波導到兩路矩形波導功分器,可以實現過模同軸波導的TEM模到兩路矩形波導TE10模的轉換,此結構采用雙層十字交叉桿結構抑制高階模式,內部結構較復雜,功率容量不高.

在這一背景下,本文研究了一種可用于高功率微波場合的過模同軸波導-兩路矩形波導功分器,通過對功分器中傳輸模式的理論分析,采用4路對稱輸出的形式抑制了高階模式;然后通過矩形波導轉彎結構和HT分支結構等進行級聯實現兩路矩形波導輸出;最后對該功分器進行了設計和實驗驗證.

1　基本原理

高功率過模同軸波導-兩路矩形波導功分器結構如圖1所示,其工作原理是微波以TEM模式由同軸波導輸入,通過模式轉換節進行模式轉換后輸出為4路矩形波導的TE10模,經過矩形波導轉彎結構和H-T (magnetic surface T-type waveguide)分支結構級聯將四路矩形波導合成為TE10模輸出的兩路矩形波導.

該功分器主要由同軸-4路矩形波導、矩形波導轉彎和H-T分支構成,其中同軸-4路矩形波導[4]可以抑制過模同軸波導中的高階模產生,無需引入其它高階模抑制結構,避免了文獻[6]中高階模抑制結構引起的場強集中問題.此外,矩形波導轉彎結構和H-T分支結構采用漸變過渡方式,不易引起場強的集中.

圖1　結構示意Fig.1　Structure diagram

2　理論分析與仿真設計

2.1　理論分析

同軸-4路矩形波導具有3個面的對稱性,即xOz、yOz和xOz繞z軸旋轉45°形成的面.當同軸波導輸入具有旋轉對稱場結構的TEM模時,激勵出模式的場結構也一定具有以上3個面的對稱性,且由于采用4路輸出,在輸入同軸波導內可以產生的最低階反射模式為TE41模,而TE11、TE21、TE31等模式不具有這種對稱性.因此在同軸波導對TE41模式截止的條件下,其激勵出的可傳輸模式只有TEM模,同時在4個矩形臂中可產生等幅同相的TE10模[7].此外,在矩形波導轉彎結構和H-T分支結構均采用標準矩形波導,其結構尺寸滿足單模傳輸條件,進而可保證功分器的TE10模式輸出.

同軸波導中TEm1模式的截止波長[7]可表示為

λc=π(b+a)/m,m=1,2,…，

(1)

式中：b、a分別為波導的內、外半徑.

在中心頻率為2.88 GHz時,取同軸波導的內外徑尺寸分別為21 mm和49 mm,由式(1)得到TE11、TE21和TE31的截止波長分別為1.4、2.7 GHz和3.9 GHz,即對TE41模式截止,理論上滿足抑制高階模式反射的要求.

2.2　仿真計算

通過時域有限積分法對同軸波導-4路矩形波導進行了仿真設計,通過改變轉換節、倒角半徑等參數[5]得到S參數曲線,如圖2所示.該結構在2.7～3.0 GHz頻帶內匹配特性良好,且具有較好的功率分配特性.輸入同軸波導處僅存在TEM模的反射,可實現對高階模式的抑制.

對矩形轉彎波導和H-T分支進行了設計,S參數曲線分別如圖3和圖4所示.該結構在頻帶內匹配特性良好,可實現較高的傳輸效率.

圖2　同軸-4路矩形波導S參數曲線Fig.2　S-parameter curve of coaxial to four-way rectangular WG

圖3　矩形波導轉彎S參數曲線Fig.3　S-parameter curve of rectangular bent WG

圖4　H-T分支S參數曲線Fig.4　S-parameter curve of H-T branch

將上述各元件進行級聯,并適當地調節結構參數,仿真計算得到了同軸波導-2路矩形波導功分器的S參數曲線和內部場分布情況,如圖5所示.

從圖5結果表明:該功分器在中心頻率為2.88 GHz下反射系數為0.04,對應的同軸波導TEM模到矩形波導TE10模轉換效率為99.1%;在2.80～2.96 GHz的頻帶內反射系數小于0.1;器件內部的最大場強為473 V/m,若真空中的擊穿場強按Kilpatrick準則[8]計算,其功率容量為4.52 GW,與文獻[6]相比提高了一倍多.

(b) 場分布圖5　功分器仿真計算結果Fig.5　Simulation result of power divider

3　實驗測試

基于上述設計結果,對該功分器進行實驗測試,實物模型如圖6所示,主要特性測試結果如圖7所示.

圖6　功分器實物Fig.6　Photograph of the power divider

(a)駐波曲線(b)端口1傳輸曲線(c)端口2傳輸曲線圖7　功分器測試結果Fig．7　Testresultsofpowerdivider

由圖7的測試結果可以得到:在頻點2.88 GHz處的駐波比為1.04,損耗約0.15 dB,與仿真結果相比略有增加;由于實際加工的不對稱性引起的輸出不平衡度為0.15 dB;在2.85～2.91 GHz頻帶內駐波比最大值為1.17,與仿真結果相比基本一致.

4　結　論

本文研究了一種高功率過模同軸波導-2路矩形波導功分器,可實現由過模同軸波導TEM模到矩形波導TE10模的兩路等幅同相輸出.為了實現功分器的高效率傳輸,抑制高階模式的反射,本文采用了將同軸波導模式先分為4路矩形波導,再合成為2路矩形波導的技術方案,設計過程中盡量實現結構尺寸的緊湊化,并基于時域有限積分法對其進行了設計和優化,最后通過實驗驗證了該功分器的可行性.該功分器具有結構簡單、高傳輸效率和高功率容量的特點,適用于高功率微波饋線系統中的功率分配.

參考文獻:

[1]KAUL R.Microwave engineering[M].[S.l.]:Publishing House of Elec,2011:324-332.

[2]PARAD L I,MOYNIHAN R L.Split-tee power divider[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques,1965,13(1):91-95.

[3]WU L,SUN Z,YILMAZ H,et al.A dual-frequency wilkinson power divider[J].IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques,2006,54(1):278-284.

[4]ZAKERIFAR H,KHALEGHI A,ALIAKBARIAN H.A compact multiple-way double ring-cavity power divider[J].Microwave & Optical Technology Letters,2017,59(8):2006-2012.

[5]徐剛,陳世韜,廖勇.L波段緊湊型高功率微波功率分配器優化設計[J].微波學報,2014,30(增刊1):341-343.

XU Gang,CHEN Shitao,LIAO Yong.Optimized design of an L-band high compact power microwave power divider algorithm[J].Journal of Microwaves,2014,30(Sup.1):341-343.

[6]DUPUY A,GUMMALLA A,ACHOUR M.Power combiners and dividers based on composite right and left handed metamaterial structures:US,US 7839236 B2[P].2010.

[7]ROBERT J B,EDL S.High-power microwave sources and technologies[M].New York:The Institute of Electrical and Electronics Engineer,2001:25-28.

[8]羅雄,廖成,孟凡寶.同軸虛陰極振蕩器微波輸出模式[J].西南交通大學學報,2007,42(2):186-189.

LUO Xiong,LIAO Cheng,MENG Fanbao.Microwave output patterns of coaxial vircators[J].Journal of southwest Jiaotong University,2007,42(2):186-189.

[9]BIALKOWSKI M E ,WARIS V P.Analysis of an n-way radial cavity divider with a coaxial central port and waveguide output ports[J].IEEE Trans.Microwave Theory Tech.,1996,44(11):2000-2016.

[10]余川,劉慶想,崔學芳.同軸TEM-矩形TE10模式變換器的優化設計[J].強激光與粒子束,2000,12(1):79-82.

YU Chuan,Liu Qingxiang,Cui Xuefang.Optimum design of an overmoded TEM coaxial to TE10rectangular waveguide mode converter[J].High Power Laser and Particle Beams,2000,12(1):79-82.

[11]吳峰濤,張光甫,梁步閣,等.同軸高功率超寬帶功率分配器研究[J].強激光與粒子束,2006,18(7):1126-1128.

WU Fengtao,ZHANG Guangfu,LIANG Buge,et al.Research on high power divider with ultra-wide-band[J].High Power Laser and Particle Beams,2006,18(7):1126-1128.

[12]張健穹,劉慶想,李相強,等.高功率16路功率分配器的設計[J].西南交通大學學報,2012,47(1):121-126.

ZHANG Jianqiiong,LIU Qingxiang,LI Xiangqiang,et al.Design of 16-way high power divider[J].Journal of Southwest Jiaotong University,2012,47(1):121-126.

[13]門滿洲,李相強,張健穹,等.高功率1分32路功率分配網絡的設計[J].電子元件與材料,2013,32(1):45-49.

MEN Manzhou,LI Xiangqiang,ZHANG Jianqiong,et al.Design of 32-way high power distribution network[J].Electronic Components and materials,2013,32(1):45-49.