基于電流模電路的通用寬帶電流放大器的設計與仿真

豐　豪，趙柏樹，李宣成

(湖北大學 計算機與信息工程學院，湖北 武漢 430062)

0　引言

在晶體管誕生后的幾十年時間里，以電壓為處理參量的電路——電壓模電路，一直占據著電子電路的統治地位。從而，“電壓放大器”成為傳統教科書和經典文獻的主要論述對象，并得到充分的研究，而“電流放大器”僅僅作為雙口網絡的四種基本電路形式之一，在教科書中被泛泛述及，其具體實現電路的研究幾乎處于空白狀態。

20世紀末，隨著以CB工藝為代表的微電子技術的高速發展和突破，高速電子電路得到迅猛發展，誕生了以電流為處理參量的電路——電流模電路[1]。電流模電路具有電壓模電路不可比擬的優越性，從而導致其核心部件——電流放大器受到極大關注，相關研究不斷深入。然而，由于歷史的原因，有關電流放大器的研究大多針對具體的應用問題，而系統地論述電流放大器的文獻還未見報道。

鑒于此，設計了一種基于電流模電路的、由寬帶I/V變換器、電流模電壓放大器以及寬帶壓控電流源三模塊直接耦合級聯而成的通用電流放大器，并通過仿真手段，給出了精度、輸出阻抗以及頻率特性的實驗結果。

1　電流放大器模型

電流放大器是一個雙端口網絡，其等效模型如圖1所示。激勵源用的是諾頓模型，也可以用戴維寧模型。對于模型中的輸入端口有

(1)

圖1　電流放大器模型

式中iS、RS分別為理想電流源的輸出電流與內阻，Ri為電流放大器的輸入電阻。

由圖1和式(1)可見，當Ri=0時,ui=0，ii=is，輸入電流與信源內阻無關。因此，為了減小信源內阻對電路的影響，使電流源的電流全部流進電流放大器，電流放大器的輸入電阻應盡可能小；對于輸出端口，電流放大器的輸出電流io為：

(2)

式中Ai為電流放大器的電流增益，uO、RO分別為電流放大器的輸出電壓和輸出電阻。為提高電流放大器的帶載能力，降低負載電阻對輸出電流的影響，RO應趨于無窮大。當RO趨于無窮大時，由式(2)可得:

iO=Aiii

(3)

這時，輸出電流與信源內阻及負載電阻無關，僅由電路的電流增益決定。本文將圍繞如何實現這一目標展開討論。

2　寬帶I/V變換器

電流放大器常用作微弱電流的放大，因此，作為電流放大器的第一級電路，如何提高其精度是設計的關鍵。為此選用低失真、低噪聲的電流反饋型運放THS3091設計I/V轉換器。I/V轉換器分為分流式放大器和反饋式放大器，反饋式放大器具有較低的輸入阻抗和較小的輸出偏移電壓。理想的電流放大器的電流增益應不受信號源內阻的影響而保持為常數，從而其輸入阻抗應趨于0，因此，選用THS3091構成反饋式放大器，如圖2所示。利用運算放大器的輸入電壓約束條件(俗稱“虛短”)和輸入電流約束條件(俗稱“虛斷”)可以得出：

uO=-iiR1

(4)

圖2　I/V轉換器

上式是理想運放下I/V變換器輸入電流與輸出電壓的比例關系。為減小失調電流IOS以及輸入失調電壓VOS對電路產生的影響，引入補償電路如圖3所示。圖中R2是調零電阻。其工作原理是基于將可調的電壓和電流加入到電路中，以補償電路的失調誤差。采用這種方法的優點是在輸入級不會引起任何額外失衡，因此不會使漂移、CMRR或PSRR性能下降[2]。由供電電壓作為基準源，并通過高精度滑動變阻器產生的可調電壓VX，去抵消輸入的總失調誤差EI，實現調零,保證電路的精度。

圖3　I/V轉換改進電路

電路的互阻增益為：

Aui=-R1

(5)

理論和實驗表明,由電流反饋型運算放大器構成的I/V轉換器的帶寬與R1的取值關系密切，R1的值越大,電路的帶寬越窄[3],所以R1阻值不能過大,限制了電路的互阻增益。

表1給出了圖3所示電路當輸入電流為nA數量級且R1為1 kΩ時輸入電壓的仿真數據。實驗表明，輸入電阻約為0.05 Ω；互阻增益可以根據需要調整。因為電流反饋型運算放大器不受增益帶寬積為常數[4]的限制，具有較大的帶寬,精度優于0.15%。I/V變換器模塊的幅頻響應曲線如圖4所示(仿真結果),測得電路的-3 dB帶寬約為296.19 MHz。

圖4　I/V轉換器的幅頻響應

3　電壓放大模塊

由于I/V轉換器的互阻增益受R1大小的限制不能取得太大,從而必須插入電壓放大模塊來調整電路的總增益。這里采用電流反饋型運算放大器OPA603構成電壓放大電路。

在I/V轉換器中，輸入電流與輸出電壓反相。為了保證電流放大器輸入、輸出電壓同相，電壓放大器采用反相放大方式。為了使電流放大器的電流增益可以

表1　I/V轉換器仿真數據(交流信號的頻率為1 kHz)

根據實際需要靈活調整，并具有較大增益，采用如圖5所示的反相比例運算放大器級聯的方式。電路具有增益大、調整方便的特點。因為采用多級級聯方式，每級電路必須嚴格調零，通過精密可變電位器實現。

圖5　反相放大器

在圖5所示電路中，利用理想運放輸入電壓約束條件和輸入電流約束條件可得到：

(6)

從式(6)中可以看出電壓放大器放大倍數可以通過調整電阻R1、R2的比值靈活地改變增益。在實際應用中，通過多級級聯的方式可以使電路具有較大的增益。同時，因為采用電流反饋型運算放大器，電路的閉環帶寬僅僅依賴R2，如果取R2為千歐數量級的電阻，則閉環帶寬將達到100 MHz數量級[5]。

4　寬帶壓控電流源

在放大電路中引入電流負反饋，可以實現電壓-電流的轉換。本文采用基于Howland電流源、負載接地的實用電壓-電流轉換電路[6]。由集成運放A1構成的同相比例運算電路與集成運放A2構成的電壓跟隨器構成如圖6所示。

根據圖6電路，應用KCL、KVL[7]及運算放大器的輸入電壓約束條件和輸入電流約束條件可得：

uO1-uP2=ROiO

(7)

(8)

(9)

uO2=uP2

(10)

圖6　寬帶壓控電流源

其中uO1、uO2分別為運放A1、A2的輸出電壓，uP1、uN1與uP2、uN2分別為運放A1、A2的同相端與反相端電壓。聯立上式，且當R1=R2=R3=R4時：

(11)

由式(11)可知，輸出電流與輸入電壓成正比，且只與RO有關，與負載無關，實現了輸入電壓到輸出電流的變換。

利用Multisim軟件對圖6所示的V/I轉換電路進行仿真，當RO=1 kΩ，RL=100 Ω時，仿真結果如表2所示。當負載電阻(拉電流負載)在200 Ω以內時，電流源的精度為1.2%；-3 dB帶寬約為87.24 MHz，互導增益也可以根據需要調整。因為該壓控電流源模塊的輸出電阻及精度受RO的限制，所以如需進一步提高精度和帶負載能力，可以適當增大RO的值,互導增益會變小，可以增大前一級電路的電壓增益彌補整個電流放大器的增益。

表2　V/I轉換器仿真數據(交流信號的頻率為1 kHz)

注：理論值iO=ui/RO，RL在100 Ω～200 Ω間變化，表格中誤差為絕對誤差。

圖7　通用寬帶電流放大器

5　各模塊的級聯與結論

將上述三模塊直耦級聯，得到圖7所示電路。電路中的有源器件全部使用CFA(典型的電流模電路),從而其性能大大優于由電壓模器件構成的系統。測得電路的輸入電阻為0.13 Ω，輸出電阻為59 kΩ，電流增益為60 dB，實現了式(3)的功能，達到設計要求。

在調試電路時，由于電路為多級直接耦合結構，前級的工作電壓(或電流)經過放大后會影響后級電路的靜態工作點，嚴重時甚至導致振蕩[8]。所以必須對每級電路分別精密調零。

本文論述的電路具有以下特點。

(1)采用三模塊結構，電流增益可以根據需要靈活調整，調整范圍為40 dB～80 dB。仿真結果顯示，當電流放大器的增益設置為典型值60 dB時，輸入1 μA、1 kHz的交流信號，輸出電流為0.996 5 mA。同時，受電流放大器輸出最大電壓小于供電電源的制約，負載的阻值與輸出電流的乘積應該小于運算放大器的供電電壓。

(2)通過選用電流反饋型運算放大器設計電路，不受電壓反饋型運放增益帶寬積和有限壓擺率[9]的影響，提高了系統的帶寬，具有廣泛的應用前景。仿真結果顯示，寬帶電流放大器的幅頻響應如圖8所示，-3 dB帶寬約為40.56 MHz。

圖8　寬帶電流放大器的幅頻響應

(3)采用精密、低失真、低噪聲的電流反饋型運放THS3091設計輸入電路，精度較高。在實際應用中如要進一步提高其精度，可以在寬帶壓控電流源中引入誤差補償，進一步改善其精度[10]。

[1] DUVVURI D,PASUPUREDDI V S R. Design and of a current mode integrated CTLE with charge mode adaptation[J]. Microelectronics Journal, 2016, 53(7):81-89.

[2] 嚴剛峰. 運算放大器的穩態誤差分析[J]. 成都大學學報(自然科學版), 2015, 34(3):277-279.

[3] SINHA P K, SHARMA D N, MISHRA R. A configuration for realizing voltage controlled floating inductance and its application[J]. Circuits & Systems, 2015, 06(9):189-199.

[4] 張杰, 陳文煥. 運算放大器的有限增益帶寬積對active-RC濾波器Q值的影響及其補償方法[J]. 電子技術, 2011, 38(8):18-20.

[5] 賽爾吉歐·弗朗哥.基于運算放大器和模擬集成電路的電路設計(第三版)[M].劉樹堂，榮玫,譯. 西安：西安交通大學出版社，2009.

[6] 田社平, 于歆杰. 關于Howland電流泵電路的分析與討論[J]. 電氣電子教學學報, 2016, 38(1):43-45.

[7] 田社平, 張峰, 陳洪亮. 關于KCL、KVL和特勒根定理相互關系的討論[J]. 電氣電子教學學報, 2012, 34(4):17-18.

[8] 閆穩, 王梅, 張楨. 一種高速運算放大器電路自激振蕩機理分析與改善方法[J]. 通信電源技術, 2010, 27(4):29-31.

[9] 馬洪威. 高壓擺率運放的研究與設計[D]. 成都：西南交通大學, 2010.

[10] 陳笑風，杜磊，趙柏樹.基于Howland電流源的精密壓控電流源[J].電子技術應用，2012，38(9):71-74.