基于并聯(lián)SiCMOSFET架構的無刷直流電機高效驅動技術研究

趙君 譚博 丁力 屈盼讓

摘 要： 為滿足機、彈載伺服驅動系統(tǒng)高功率密度與高效率的需求，提出基于并聯(lián)SiC MOSFET架構的無刷直流電機高效驅動技術。針對四管分立SiC MOSFET并聯(lián)不均流現(xiàn)象，在分析不均流機理的基礎上，采用基于獨立驅動的方法提高并聯(lián)均流效果;并針對SiC MOSFET高速開關過程產生的較高[dvdt]問題，提出一種基于PWM信號的同步采集方法，有效地提升了驅動系統(tǒng)魯棒性。最后，以航空25 kW無刷直流電機驅動系統(tǒng)作為應用對象，通過實驗驗證了以上方法的有效性。

關鍵詞： SiC MOSFET; 并聯(lián)均流; 同步采集; 無刷直流電機; 獨立驅動; 魯棒性

中圖分類號： TN303?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2018）09?0147?05

Abstract： In order to meet the requirements of high power density and high efficiency for airborne and missile servo drive systems， an efficient driving technology of brushless DC motor （BLDCM） based on parallel SiC MOSFET architecture is proposed. On the basis of the analysis of the nonuniform current mechanism， the independent driving method is adopted to improve the parallel current sharing effect of SiC MOSFET with discrete four?tubes. In view of the high [dvdt] generated in the high?speed switching process of SiC MOSFET， a synchronous acquisition method based on PWM signal is proposed to improve the robustness of the driving system effectively. The driving system of 25 kW BLDCM is used as the application object. The effectiveness of the above method was verified with experiments.

Keywords： SiC MOSFET; paralleling current sharing; synchronous sampling; brushless DC motor; individual drive; robustness

0 引 言

針對機載和彈載設備安裝空間小、能源有限的問題，驅動系統(tǒng)的功率密度和效率已成為制約機、彈載設備性能的關鍵因素。隨著多全電飛機與基于電動舵機彈類產品的迅猛發(fā)展，對驅動系統(tǒng)的功率密度和效率提出了更高的要求。SiC MOSFET具有導通電阻小，開關速度快的特點，特別適用于高功率密度和高效率的驅動場合。無刷直流電機（BLDCM）本體與有刷直流電機、永磁同步電機以及交流異步電機相比，具有結構簡單、功率密度及轉矩密度高、逆變器容量需求較小的優(yōu)勢[1]。因此，SiC MOSFET與BLDCM的結合能夠發(fā)揮出系統(tǒng)高功率密度的特點，特別適用于彈載與機載環(huán)境使用。針對大功率應用需求，通過SiC MOSFET的并聯(lián)可以進一步減小導通電阻，提高驅動系統(tǒng)的效率及功率密度。但是，并聯(lián)不僅會帶來流經功率管電流的不均衡問題，還會成倍增加功率器件數(shù)量以及電路的雜散參數(shù)，加劇電磁環(huán)境的惡化，導致較大的電磁干擾現(xiàn)象。文獻[1]針對由并聯(lián)SiC MOSFET組成的功率模塊驅動問題進行研究，提出一種雙功能的驅動電路，在滿足高速驅動的同時避免電流震蕩。文獻[2]以312 kVA三相逆變器為應用對象，采用CREE公司的雙CAS100H12AM1模塊并聯(lián)驅動方式，研究其驅動保護電路，實驗結果表明，在額定功率點逆變器效率達到了99.3%。文獻[3]研究了電路差異以及元器件差異對并聯(lián)SiC MOSFET的影響，指出開關電路的雜散電感會導致并聯(lián)回路電流的差異。文獻[4]指出SiC MOSFET的并聯(lián)會增大耦合寄生參數(shù)，并研究了橋臂上下管之間的串擾現(xiàn)象。以上文獻主要研究了并聯(lián)SiC MOSFET的高速驅動方法，而未考慮其高速開關速度引起較大的[dvdt，]以及并聯(lián)方式帶來的電路雜散參數(shù)對整個驅動系統(tǒng)的影響。

以航空25 kW無刷直流電機驅動系統(tǒng)為應用對象，從系統(tǒng)效率以及功率密度的角度出發(fā)，在對比分析半橋IGBT模塊以及多管SiC MOSFET并聯(lián)方案的基礎上，采用四管SiC MOSFET并聯(lián)的方案。針對不均流的風險，探究其不均流機理，研究一種獨立驅動方法。針對功率器件增多以及SiC MOSFET高速開關產生的[dvdt]引起的電磁環(huán)境惡化現(xiàn)象，研究一種信號的同步采集方法以提高系統(tǒng)抗干擾能力。最后，通過實驗對以上方法進行驗證，并對基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)和IGBT模塊驅動的溫升進行對比。

1 驅動系統(tǒng)主回路設計

圖1是BLDCM驅動系統(tǒng)的主回路示意圖，主回路的設計主要是對功率器件T1～T6和D1～D6的選型。航空25 kW無刷直流電機參數(shù)如表1所示，其額定電流為103 A。

考慮到當功率器件殼體溫度為100 ℃時滿足2倍余量的要求，至少選擇耐壓600 V、額定電流為200 A的功率器件。根據該指標要求分別選擇了Infinenon公司型號為FS200R06KE3的三相全橋IGBT模塊，其額定電流為200 A、耐壓600 V;以及CREE公司型號為C2M0025120D的分立SiC MOSFET，其額定電流為60 A、耐壓1 200 V，并采用四管并聯(lián)方式。

以下分別對IGBT模塊以及四管并聯(lián)的分立SiC MOSFET的損耗以及溫升進行計算。功率器件的損耗主要包括導通損耗和開關損耗兩部分，假設占空比為1，IGBT模塊以及SiC MOSFET的損耗計算經驗公式分別如下：

通過式（1）和式（2）可以看出，導通損耗與導通壓降（電阻）有關，開關損耗與開關速度有關，這些參數(shù)與功率器件結溫以及流過的電流有關。通過廠家給出的曲線可以計算出功率器件的總損耗，如表2所示。與IGBT模塊相比，采用四管并聯(lián)的分立SiC MOSFET能夠使損耗減小88.41 W，在管殼溫度一致的前提下，結溫降低33.34 ℃，不僅有利于提高驅動系統(tǒng)的功率密度和效率，還有利于減小散熱器的重量和體積。考慮到SiC MOSFET反并聯(lián)體二極管的導通壓降較高，采用型號為C4D20120A的SiC二極管作為續(xù)流二極管D1～D6。同時，該SiC二極管具有較小的反向恢復電流和恢復電荷，其作為續(xù)流二極管有利于降低SiC MOSFET的開關損耗[5]。

圖2是A相上橋臂功率電路示意圖，T1_1～T1_4是并聯(lián)的4個SiC MOSFET。在均流設計方面，主要考慮采用C2M0025120D和C4D20120A的正溫度效應保證其導通均流，以及合理的驅動電路設計保證其動態(tài)均流。圖3是C2M0025120D和C4D20120A的導通電阻以及導通壓降溫度曲線。

2 SiC MOSFET并聯(lián)驅動設計

2.1 并聯(lián)驅動機理分析

圖4是A相驅動等效電路圖。[LD]為漏極寄生電感，[LS]為源極寄生電感，[LG1]為柵極寄生電感，[LG2]為柵極驅動回路寄生電感，[RG]為柵極驅動電阻，[CGD]為米勒電容，[CGS]為柵源電容。其中，[LD]和[LS]主要包含了線路和功率器件封裝的寄生電感，根據廠家提供的封裝資料、線纜電感計算公式以及電流基波頻率，該寄生電感數(shù)量級為nH，遠小于電機繞組mH級別的電感量，因此，[LD]和[LS]對SiC MOSFET動態(tài)均流的影響較小。[CGD]和[CGS]主要和SiC MOSFET的自身參數(shù)有關，選擇同一批次的元器件可以盡可能降低該參數(shù)的差異性。SiC MOSFET的驅動速度和一致性主要與[RG，][LG1]和[LG2]有關，驅動電路的設計主要圍繞著保證以上三個參數(shù)的一致性而展開。

為了盡可能降低主回路損耗以提高系統(tǒng)效率，利用SiC MOSFET第三象限反向導通的工作特點，采用同一橋臂上下管互補導通的驅動策略，當死區(qū)時間結束后，使續(xù)流電流反向流經壓降較小的SiC MOSFET。但是，該方法會增大由于串擾現(xiàn)象而導致的上下管直通風險[6]。如圖4所示，當[VSW]電壓迅速降低時，由于下管[CGD]的存在，會耦合出[IGD]電流，該電流經過[RG]以及電路的寄生參數(shù)會產生柵極電壓，當該電壓超過功率器件的門檻電壓時會引起該器件的誤導通。降低放電回路的阻抗也是驅動電路設計的關鍵。

2.2 驅動電路設計

針對并聯(lián)MOSFET的驅動電路設計，主要采用單驅動或者獨立驅動兩種設計思路。由于SiC MOSFET的開關速度較快，其開關過程對驅動電路的雜散參數(shù)更為敏感。在單驅動方式下，存在驅動距離遠近的差異、驅動信號走線的限制以及功率器件之間的串擾現(xiàn)象，較難精確控制驅動電路的寄生參數(shù)，不僅容易導致動態(tài)開關過程中的不均流現(xiàn)象，還會引起驅動信號的震蕩，使開關損耗增大，不利于驅動系統(tǒng)的可靠性以及高效率。本設計采用獨立驅動設計思路，使4個并聯(lián)SiC MOSFET的驅動參數(shù)一致，同時為了減小串擾現(xiàn)象，采用充放電獨立的設計方法。

圖5是T1_1管驅動電路圖，驅動芯片采用IXYS公司的IXDN409，其最大輸出電流為9 A。為了降低SiC MOSFET的導通電阻并保證其可靠關斷，IXDN409供電采用20 V和-5 V雙電源供電方式。采用高頻陶瓷介質電容[C1～C4]對電源進行去耦，以吸收驅動芯片快速開關引起的高頻噪聲。放電電阻[R1]和充電電阻[R2]的阻值不宜過小，否則會引起驅動電壓的震蕩，本設計中[R1]選擇為6 Ω，[R2]選擇為12 Ω。D2和D3選擇VISHAY公司型號為U1B?M3的超快恢復二極管。D4和D5為防止驅動信號過壓的瞬態(tài)吸收二極管，其型號分別為P4SMA6.8A和P4SMA24A。

3 信號同步采集方法

以航空25 kW無刷直流電機驅動系統(tǒng)作為應用對象，采用數(shù)字控制方式。圖6是其控制原理框圖。數(shù)字處理單元通過旋變解碼芯片和A/D轉換芯片采集電機轉子位置、轉子速度以及電樞電流，以實現(xiàn)速度、電流的閉環(huán)計算、轉子扇區(qū)判斷以及保護等功能，并經三相功率驅動單元將直流電轉換為交流電，實現(xiàn)BLDCM的驅動。

由于SiC MOSFET的開關速度較快，其開關過程產生較大的[dvdt，]使數(shù)字處理單元的信號采集過程易受到干擾，從而造成系統(tǒng)誤保護甚至驅動信號的紊亂，導致驅動系統(tǒng)功能失效。針對該問題，提出一種基于PWM信號的同步采集方法。該方法的原理是：數(shù)字處理單元根據PWM的開關狀態(tài)和電機的換相時刻，結合驅動電路的延遲時間以及功率器件的開關時間，對功率器件的工作狀態(tài)進行預計，只有在功率器件工作穩(wěn)定時進行數(shù)據采集，降低由于干擾引起的采集誤差。

圖7是信號采集的時序圖，由上往下依次為數(shù)字處理單元輸出的PWM信號、驅動芯片輸出的驅動信號和數(shù)據采集使能信號。圖中，邏輯“1”代表管子導通和數(shù)據采集使能有效，邏輯“0”代表管子關斷和數(shù)據采集使能無效。[Td1]是PWM信號到驅動電路的延遲時間，[Td2]是驅動信號到功率器件完成開關的延遲時間。根據電路參數(shù)，[Td1]和[Td2]的總延遲時間設置為2 μs，該時間遠遠小于PWM的開關周期100 μs，不會對數(shù)據采集的實時性造成影響。

4 實驗驗證

在搭建的航空25 kW無刷直流電機實驗平臺上，對所研究的高功率密度驅動方法進行實驗驗證。圖8是測試驗證環(huán)境架構，主要使用到的儀器設備有：供電與能量回饋設備、轉矩加載臺、PA6000功率分析儀、紅外熱傳感儀、數(shù)字萬用表、多通道示波器等。

4.1 驅動實驗

在驅動實驗的過程中，為了驗證驅動波形的一致性，采用兩路隔離探頭對同一并聯(lián)支路的兩個驅動信號進行測量，圖9是實驗波形。從圖9a）中可以看出，在開通前期存在差異，黃線滯后藍線約20 ns，但到達門檻電壓后，兩個SiC MOSFET的開通過程接近同步，在整個開通過程，驅動電壓沒有出現(xiàn)反復震蕩的現(xiàn)象。在圖9b）關斷過程中，黃線與藍線同步，驅動電壓也同樣沒有出現(xiàn)震蕩現(xiàn)象。并且在實驗過程中采用了基于PWM信號的同步采集方法，沒有出現(xiàn)數(shù)字處理單元的信號采集受到干擾的現(xiàn)象，驅動系統(tǒng)穩(wěn)定工作，圖10為25 kW負載下的電機A相電流波形。

4.2 溫升實驗

分別選擇基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)和IGBT模塊的驅動系統(tǒng)，在相同的實驗環(huán)境及實驗條件下進行滿載實驗，采用紅外熱傳感儀對開關管殼體進行溫度采集，實驗條件如下：

環(huán)境溫度：23 ℃;給定轉速：8 500 r/min;負載：25 kW;溫度采集方式：紅外熱傳感儀;電機運行時間：30 min;散熱條件：3個5 W散熱風扇;采集溫度：開關管殼體。

由數(shù)據波形可以看出，在工作30 min時，基于IGBT模塊的殼體溫度達到65.3 ℃，基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)的殼體溫度為46.5 ℃。其殼體溫度都基本達到熱平衡。基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)的殼體比基于IGBT模塊的殼體溫升要低。由此可以得出：在工作條件和散熱條件相同的情況下，基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)的效率較高。

5 結 論

本文以航空25 kW無刷直流電機驅動系統(tǒng)作為應用對象，在計算IGBT模塊和多管SiC MOSFET并聯(lián)損耗以及溫升的基礎上，得到了四管SiC MOSFET并聯(lián)的方案有利于提高驅動系統(tǒng)功率密度和效率的結論。探究了SiC MOSFET并聯(lián)的不均流機理，指出了SiC MOSFET的正溫度效應有利于其穩(wěn)態(tài)導通均流，而其動態(tài)均流主要與[RG，][LG1]和[LG2]有關，并分析了串擾機理，設計了一種獨立驅動方法。針對SiC MOSFET高速開關過程產生的較高[dvdt]問題，提出一種信號同步采集方法，分析了其原理，給出了采集時序。最后，在搭建的實驗平臺上對所研究的驅動方法以及信號采集方法進行了驗證，溫升實驗表明，基于四管分立SiC MOSFET并聯(lián)的驅動方法具有較高的效率。

參考文獻

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