鎖頻鎖相的高功率微波器件技術研究?

黃華吳洋劉振幫袁歡何琥李樂樂李正紅金曉馬弘舸

(中國工程物理研究院應用電子學研究所,高功率微波技術重點實驗室,綿陽 621900)

(2017年12月18日收到;2018年1月28日收到修改稿)

1 引 言

高功率微波(high power microwave,HPM)器件技術是20世紀80年代高功率脈沖功率技術與電真空器件技術相結合的產物,它是采用脈沖功率源產生的強流相對論電子束驅動電真空器件激勵的HPM輻射.20世紀90年代,國外多種HPM器件產生了大于1 GW的輸出微波[1],到了21世紀初,我國的HPM器件研究也達到了相應的技術水平[2].產生HPM的器件種類很多,按產生微波輻射的機理可分為[3]1)契倫柯夫輻射器件:電子穿過慢波結構時電子運動速度高于慢波結構中相速時產生的電磁輻射,如相對論返波管振蕩器(relativistic back-wave oscillator,RBWO)、相對論行波管放大器、相對論磁控管;2)渡越輻射器件:當電子穿過象導電柵網或導電間隙等媒質的擾動時,便產生了渡越輻射,如相對論速調管放大器(relativistic klystron amplifier,RKA)和3)韌致輻射器件,當電子在外部磁場和/或者電磁場中振蕩時便會發生韌致輻射,如回旋管、自由電子激光和虛陰極振蕩器等.按輸出微波的相位和頻率特點可分為鎖頻鎖相HPM器件(如RKA和注入鎖定RBWO)以及HPM振蕩器,由于鎖頻鎖相HPM器件的輸出微波頻率或相位可通過改變注入微波的參數進行調控,從而使得該類HPM器件在功率合成、粒子加速和多功能雷達等領域具有較好的應用前景,在HPM研究領域得到了大力發展.

中國工程物理研究院應用電子學研究所從1990年以來陸續開展了多個波段、多種類型的RKA研究,針對研究中遇到的問題,持續深入開展了RKA的束波互作用機理、雜頻振蕩抑制、脈沖縮短、高頻段高功率運行、高增益等物理、設計與實驗技術研究[4?25],使RKA的功率、相位穩定性、增益和效率等性能有了顯著提高.而且,后續多家單位也陸續開展了多種類型的RKA研究[26?30].在深入掌握RBWO物理的基礎上,利用RBWO的效率高和結構緊湊的優點,提出并開展了注入調制電子束鎖相的BWO研究,成功得到了實驗驗證[31?33].本文簡要綜合闡述這些方面的S和X波段最新研究成果.

2 穩頻穩相的相對論速調管放大器技術

2.1 環形束RKA

對于工作于低頻微波波段(如L,S波段)的高功率RKA,雖然要求工作模式約束在諧振腔內、傳輸電子束的圓柱漂移管尺寸不能太大,但漂移管能夠滿足功率大于10 GW以上的環形電子束傳輸.所以,低頻段的高功率RKA一般采用環形電子束驅動圓柱漂移管結構的圓柱或單重入腔RKA.同時,RKA設計中還有兩個考慮:第一,為了提高RKA的功率容量、減輕空間電荷效應對束波轉換效率和電子反射的不良影響,漂移管直徑在滿足主模截止條件下一般選擇盡量大一些;第二,為了提高RKA輸出微波頻譜純度、降低雜頻振蕩和相位波動的風險,一般對于輸出中等高功率(1—2 GW)、采用功率約100 kW的微波種子源和3腔RKA放大即可實現預定的性能參數.對于第一個設計考慮,由于強流長脈沖電子束在諧振腔內會激勵高階模式,一般經過大于100 ns的電子束激勵時間后很容易在器件內激勵起幅度超過主模的高階模振蕩,造成主模工作的抑制或終止,如果輸出腔設計不合理,引起電子反射,會加速自激振蕩的形成.該現象輕微時引起輸出微波相位波動,嚴重時造成輸出微波脈沖縮短、頻率完全失去控制.針對這種問題,項目組開展了深入的物理機理、模擬和實驗研究,提出了多種優化抑制措施[5?8,11,12,15,16].同時,深入分析了強流脈沖電子束特性驅動RKA的瞬態過程及其相位波動特性,經過優化設計高頻系統參數,降低了電子束波動對RKA輸出微波幅度和相位的波動靈敏度,提高了RKA輸出微波的穩定性[13,14].

S波段3腔RKA結構如圖1所示.其中,高頻系統由輸入腔、中間腔和輸出腔等3個諧振腔組成,輸入微波通過矩形波導注入到輸入腔并對電子注進行速度調制,電子注在后面的漂移管中群聚,經過中間腔的再調制后,高度群聚的電子注進入輸出腔中,電子束的部分動能轉換為高頻場能量并輸出到外接負載,實現利用注入電子注的能量來放大微波能量的目的.在起初實驗中觀測中間腔后電子束的交變電流波形如圖2所示,其中電子束電壓700 kV、電流6 kA,電子束脈寬190 ns.交變束流中除了基波電流分量外,還有較大的3.6 GHz雜頻分量,其中雜頻分量主要集中在包絡的后半部分,基波電流分量在雜頻分量出現后迅速減小,使得輸出微波脈寬只有77 ns.粒子模擬中發現了同樣的問題,經過進一步的RKA冷腔分析發現,由于漂移管尺寸過大,在輸入腔和中間腔之間形成了一個可以相互耦合傳輸、諧振頻率為3.6 GHz的雜模場,該雜模場在諧振腔間隙為TM11模式,在漂移管中為TE11模式,可以在兩腔間傳輸,形成一個激發雜模的正反饋回路,其振蕩原理與兩腔振蕩器相同.因此,根據抑制振蕩器的原理,如果增大振蕩腔的損耗,可以顯著減緩或抑制雜頻振蕩的激勵.為此,我們在輸入腔和輸出腔間的漂移管中插入損耗大于10 dB的微波損耗材料[11,13,14],或者在腔間加入一個帶環形電子束通道槽、同時隔離微波的擋環[12],都使自激振蕩和主模的脈沖縮短問題得到了明顯抑制,其中加損耗材料前后的調制束流波形結果如圖2和圖3所示.

圖1 S波段3腔RKA結構圖Fig.1.Schematic diagram of three-cavity RKA for S-band.

圖2 雜頻振蕩激勵時的調制束流波形Fig.2.Modulation current waveform excited by multifrequency oscillation.

圖3 雜頻振蕩抑制后的調制束流波形Fig.3.Modulated current waveform after suppression of multi-frequency oscillation.

采用一維非線性束波互作用理論,分析了強流電子束脈沖前沿由于電子能量變化激勵腔體產生自激振蕩幅度、相位波動的瞬態變化規律[15],結果如圖4所示.分析發現:脈沖前沿的電子能量變化導致輸出相位持續變化,同時將導致輸出相位在脈沖平頂內持續一段時間的抖動,而且脈沖前沿越短,相位波動幅值越大,相位波動持續時間越長.理論分析了脈沖電壓頂部波動和RKA高頻系統等參數對RKA輸出微波幅度和相位影響的變化規律及其靈敏度.結果表明[14],脈沖電壓幅度波動是造成RKA輸出微波相位抖動的主要因素之一,而輸入腔、中間腔和輸出腔等高頻系統的諧振頻率和有載(或無載)Q值等參數對強流S波段3腔RKA輸出微波功率影響不是很靈敏,輸入輸出腔的諧振頻率在±(30—40)MHz、有載Q值相對差異在50%范圍內對輸出微波功率影響不大于10%,中間腔的諧振頻率和無載Q值對輸出微波功率影響稍微靈敏一些.這主要是RKA的強流負載效應造成輸入輸出腔的匹配設計有載Q值很低導致的.另外,通過對RKA的3個諧振腔高頻參數的優化布局,可明顯降低電壓波動對RKA輸出微波相位的影響,如圖5所示,15%的電壓波動引起的相位波動由100?減小到40?[16].

圖4 電壓脈沖前沿為50 ns時的微波相位瞬態曲線Fig.4.Microwave phase transient curve at the front 50 ns of pulse voltage.

圖5 電壓波動15%引起RKA的(a)優化前和(b)優化后的相位變化Fig.5.RKA phase change curve(a)before optimization and(b)after optimization with voltage fluctuation of 15%.

采用上述分析的漂移管中加載吸波材料、優化高頻系統的Q值、頻率、諧振腔間的漂移距離以及電子束阻抗和幾何尺寸等參數,同時改善器件的裝配精度、電真空工藝以及收集極的散熱處理,使RKA輸出微波幅度和相位穩定性有了顯著提高[13,14,16].采用電壓820 kV、束流7.5 kA、脈寬190 ns的環行電子束、注入微波功率約80 kW驅動S波段3腔RKA,重頻25 Hz運行得到了峰值功率GW級、脈寬166 ns、相位抖動18?的輸出微波(2號RKA管的波形如圖6所示);研制的3支RKA輸出微波包絡較一致,幅度差小于10%,脈寬120 ns內的相位差抖動標準差最大12?(如圖7所示2號管和3號管的相位差波形(?φ32=φ3?φ2)),達到了多支RKA較好的鎖頻鎖相.

圖6 2號S波段3腔RKA重頻25 Hz/1 s運行時輸出微波重疊波形Fig.6.Output microwave overlapped waveforms at pps of 25 Hz/1 s for No.2 S band three-cavity RKA.

圖7 三支RKA輸出微波及相位一致性波形Fig.7.Output microwave and phase consistency waveforms of three RKAs.

2.2 多注RKA

隨著應用需求的發展,對RKA的品質因子Pf2(P為輸出微波功率,f為微波頻率)提出越來越高的要求,但是對于常規結構的RKA,由于空間電荷效應,對一定尺寸的漂移管存在傳輸束流的上限值;另一方面RKA的漂移管須對工作頻率的微波截止,因此高頻段RKA的漂移管半徑很小,限制了常規圓柱結構RKA向高頻段高功率方向發展.為了探索RKA高頻段高功率運行能力,2009年,項目組結合多注器件的特點,提出并開展了X波段高功率同軸多注RKA研究[9,17?23].電子束及漂移管采用多注結構,高頻系統采用同軸擴展互作用結構,在增大器件徑向尺寸的同時(即提供了多注電子束傳輸及互作用的橫向截面),可增大作用間隙的軸向尺寸,降低間隙電場強度而提高功率容量.這種結構很容易控制同軸和圓柱漂移管帶來的工作與非工作模式傳輸激勵的自激振蕩,同時通過同軸高頻系統的模式控制,可以使高頻段RKA的功率容量得到數十倍提升,而且還具有較高的束波互作用效率.其中需要解決的關鍵技術問題包括高效率的強流電子束引出與傳輸、高頻系統的模式控制、高效率的微波注入與提取等.

起初在實驗中遇到了強流多注電子束引入多注漂移管效率低、束流發射不均勻和扭變等問題,造成多注RKA整管束波互作用效率很低(不大于10%).經過理論、模擬和實驗發現[21,22],由于陰極底座的電子發射、二極管區的束流旋轉漂移和引導磁場的不均勻等問題,造成引入到多注漂移管和互作用區的束流損失較大(引入效率約70%),降低了多注RKA的整管效率.為此,提出了相應的解決措施:優化陰極及其底座形狀,減小陰極底座發射;適當控制陰陽極間距、提高二極管區引導磁場強度和均勻性;陰極柱沿電子束角向旋轉的反方向旋轉一定角度等.通過上述措施,明顯抑制了陰極底座的束發射,提高了束流引入效率和束流發射均勻性,模擬引入效率從最初的82%提高到99%,實驗引入效率從70%提高到90%以上,有力促進了多注RKA整管效率提高和工作穩定性的改善.改善后的陰極束流發射軌跡如圖8所示,圖8(a)和圖8(b)分別為電子發射的縱截面和橫截面的軌跡和空間密度分布圖,其中黃色為石墨陰極頭的發射電子,紅色為陰極支撐桿的發射電子;圖8(c)為空間動量分布圖,其中紅黃顏色發射電子含義與前相反.

圖8 改進多注陰極的束流產生分布圖 (a)發射電子的縱截面;(b)發射電子的橫截面軌跡;(c)發射電子的空間密度分布Fig.8.Electron generation distribution of improved multi-beam cathode:(a)Longitudinal trajectory of emitted electrons;(b)across trajectory of emitted electrons;(c)space distribution of emitted electrons.

X波段同軸多注RKA的結構原理如圖9所示.為降低對輸入微波功率的需求,提高器件增益,設計采用兩個中間腔以增強工作模式對電子束的調制,同時第2個中間腔和輸出腔采用多間隙擴展互作用結構以降低間隙場強,避免射頻擊穿;為了保證大功率微波的高效率注入、激勵均勻的基模,輸入腔采用了對稱開耦合孔的微波輸入方式;輸出腔采用腔外壁開環形耦合孔、輸出同軸TEM模,最后通過TEM-TM01模變過渡到圓波導模式,保證了輸出模式的均勻分布提取,同時也保證了高功率容量.為與實驗對比,模擬分析了脈沖電子束驅動多注RKA的相位特性.電壓最大值600 kV,束流最大值5 kA,上升沿70 ns,平頂105 ns,下降沿80 ns,電子束的阻抗始終保持不變.計算得到在平頂階段輸出微波功率1.2 GW、效率40%、脈寬(半高寬)160 ns.由輸出微波的頻譜(如圖11)和相位波形(如圖10)可知,存在一個主頻與輸入微波頻率相一致,但在主頻峰兩側存在一系列邊頻,同時在輸出微波相位波形的前后沿出現了波動.這是因為:在電子束電壓的上升沿,電子速度逐漸增大;電壓下降沿,電子速度逐漸減小.這樣不同時刻的電子從輸入腔傳輸到輸出腔的運動時間?t也由大變小,經過電壓平頂的穩態過程后又由小變大.根據輸入微波經過腔體和漂移管的傳輸放大到達輸出波導后產生相移的近似變化規律?φ∝ω?t可知(ω為RKA工作角頻率),會造成輸出微波相位先向下、中間平頂和后向下的變化過程,如圖10所示.

圖9 X波段同軸多注RKA結構Fig.9.Schematic diagram of X-band mulita-beam RKA.

圖10 脈沖電子束驅動多注RKA的輸出微波相位特性曲線模擬結果Fig.10. Simulation results of microwave phase of multi-beam RKA driven by pulsed electron beam.

在器件仿真設計中,采用實驗相同的電子束參數,并沒有出現實驗中比較明顯的雜模振蕩和脈沖波形后端的相位波動現象,而實驗中發現,相位鎖定50 ns后,輸出微波相位發生了顯著的波動,相位波動大于80?,其頻譜在主頻峰兩側還存在兩個邊頻9.352 GHz和9.383 GHz.分析發現,該種現象可能是由于模擬中設定電子束的束流品質較好,而實驗中石墨爆炸發射產生的電子束,其束流質量相對較差,更容易產生電子回流.同時,常用的粒子仿真軟件也沒有考慮電子束轟擊到導體壁上產生等離子體和二次電子倍增等現象所帶來的影響.為了抑制或者減緩電子回流、電子束擴散和相位抖動,實現輸出微波相位穩定,對多注二極管和高頻系統結構進行了以下改進設計:1)優化陽極入口漂移管位形,減小電子徑向發射分量,同時減小電子束的能散和波動;2)適當增大陰極直徑,以增大電子束直徑,減小電子束的空間電荷密度,從而減弱空間電荷效應影響;3)增加陰陽極間距離以增大電子束的阻抗,從而在電壓保持不變的情況下,減少束流以減弱空間電荷效應的影響;4)增大軸向引導磁場的強度、提高引導磁場的均勻性,減輕群聚電子束散焦和二次電子產生概率;5)優化輸出腔的腔型和特征參數,降低輸出腔間隙電壓以減少電子回流,同時使輸出腔的提取效率沒有明顯降低.實驗中經過綜合采取上述措施,使X波段多注RKA的輸出微波脈沖縮短、相位波動和工作穩定性得到明顯提高,輸出微波波形和輸出輸入微波的相對相差曲線如圖11所示.從圖11可知,器件每一炮輸出微波的一致性相對較好,能夠實現重頻穩定工作;當輸入微波功率30 kW 時,測量得到重頻輸出微波功率達到GW級,脈寬為160 ns,整管效率34%;在0—60 ns相位穩定性較好,60 ns之后相差抖動略有增大;重頻25 Hz/1 s運行時在0—100 ns范圍內相對相差抖動極差小于±30?,標準相位差約15?.

圖11 X波段多注RKA重頻25 Hz/s輸出微波重疊波形(a)和相差波形(b)Fig.11. Overlapped waveforms of(a)output microwave and(b)relative phase dif f erence of X-band multi-beam RKA at pps of 25 Hz/s.

2.3 高增益RKA

長期以來,受非工作模式自激振蕩的影響,RKA增益普遍偏低,輸出相位抖動較大.發展高增益RKA,就必須要抑制非工作模式的自激振蕩.2010年,項目組提出了在S波段3腔RKA基礎上增加一個中間腔的方法以提高器件增益,并對其中主要遇到的自激振蕩機理開展了深入的理論、模擬與實驗研究[10,24,25],建立了反映高次模自激振蕩物理過程的兩腔強耦合模型,推導出描述高次模自激振蕩過程的非線性自洽方程組,文獻[10]從理論上定量給出了高次模自激振蕩的起振條件為

式中IA為阿爾芬電流,β0=v0/c為電子相速(c為光速),γ0為相對論因子,ρ為高次模式的特性阻抗,Q為腔體品質因數,L1和φc分別為相鄰諧振腔間的漂移段長度和相位差.

依據高次模式自激振蕩的物理模型,建立了一套有效的自激振蕩抑制方法,得到模擬和實驗的驗證.在高增益RKA研制過程中,主要采取的模式控制措施有:1)優化漂移管長度L1,以改變高次模與電子束的相位關系;定義歸一化電流I=I0/Istart-up,圖12是歸一化電流I與漂移管長度L1的關系,在器件設計時應當保證漂移管長度選擇使得歸一化電流I<1;2)加載微波吸收體,降低高次模式Q值.為不影響工作模式,采取在漂移管壁加載吸收體的方式.在有效解決高增益RKA中高次模式自激振蕩的基礎上,器件增益突破了60 dB,圖13是S波段高增益RKA的電子束和輸出微波波形.

為進一步解決高增益RKA輸出微波相位抖動較大的問題,對高增益RKA實驗采集的射頻波形進行詳細的時域、頻域和相位分析,準確獲取了器件輸出微波的頻率、相位和時頻特性.結合粒子模擬,研究確認了電子回流是影響輸出微波相位特性的主要因素,在有效控制電子回流的情況下,鎖相精度達到±10?,鎖相時間達90 ns,如圖14所示[24,25].

圖12 歸一化電流與漂移管長度關系Fig.12.The normalized current as a function of drifting length.

圖13 高增益RKA電子束及和輸出微波檢波波形Fig.13.Waveforms of electron beam and output microwave for high gain RKA.

圖14 高增益RKA輸出微波相位抖動波形Fig.14.Fluctuation waveform of output microwave phase for high gain RKA.

3 注入鎖相的相對論返波管振蕩器

如2.2節所述,傳統結構的高功率RKA在向高頻段發展時會遇到器件尺寸與工作頻率共渡的問題,為實現高頻段(例如X,Ku波段)高功率微波器件的相位控制,自2013年以來,項目組在研制X波段長脈沖RBWO的基礎上開始探索注入鎖定RBWO的研究工作[31].采用調制電子束實現RBWO相位鎖定的技術路線,相比傳統的注入微波鎖相,具有調制電子束直接參與束波互作用、電子束調制深度可通過漂移管群聚增強等特點,對注入微波功率的要求大大降低.對于過模速調型微波振蕩器件,過模調制電子束的產生是器件的核心,項目組創新性地提出了一種過模調制腔結構,利用工作于TM02模式的諧振反射器實現調制腔與二極管、輸出慢波段的隔離,相比于傳統速調管的截止漂移管,過模調制結構的漂移管半徑增大2.3倍,使得漂移管能傳輸的空間電荷限制電流大大提高.過模調制腔的模擬模型如圖15中的前部所示,它由兩個反射腔、漂移段和輸入波導組成.

由于過模調制腔仍采用圓柱漂移管和環形電子束,相比于同軸和多注等結構,具有結構簡單、電子束易于成型和聚焦等優點,可用于過模調制鎖相振蕩器初始調制電子束的產生.同時,過模調制腔內的駐波電場分布與擴展互作用結構類似,其特性阻抗更高,調制效率也更高.相比于單間隙腔,調制效率提高近1.5倍,降低了振蕩器鎖相對注入微波功率的要求.調制鎖相RBWO整管模型如圖15,器件在結構上分為過模微波調制腔、中間腔、漂移段和微波輸出腔四部分.調制鎖相返波管的工作原理是:微波種子源產生的微波注入到輸入腔,在腔內激勵起駐波電場,對穿過其間隙的電子束進行調制;電子束在隨后的漂移管中將速度調制轉換為密度調制,并利用中間腔進一步增強電子束的調制;帶調制的電子束進入到過模RBWO中,即能鎖定振蕩器輸出微波的頻率和相位.為實現過模RBWO的模式控制,在漂移管壁加載微波吸收體,用于衰減透射微波,切斷高次模式的反饋通路,實現器件模式控制.這樣,過模微波調制腔與返波管振蕩器在結構上相對獨立,可以分別優化調節到最佳狀態.

圖16(a)是實驗中標準信號源以及鎖相器件輸出微波的射頻波形和頻譜,輸出微波射頻波形包絡平坦,頻譜純凈,說明器件的模式得到有效控制;種子源信號和輸出微波的頻率及譜寬完全一致.圖16(b)是注入微波功率90 kW時,連續三炮鎖定輻射微波與種子微波源間的相差曲線,輸出微波在鎖相50 ns內相位抖動小于±20?,鎖相時RBWO輸出功率達到GW級,從而證明采用調制電子束鎖相方法可以有效降低振蕩器鎖相對種子微波功率的要求,百kW級的種子微波即可實現對GW量級輸出微波的相位鎖定.

圖15 X波段調制鎖相RBWO原理圖Fig.15.Schematic diagram of X-band injection locked phase RBWO.

圖16 X波段調制鎖相RBWO(a)輸入輸出微波及(b)相差波形Fig.16.(a)Input/output microwave and(b)phase dif f erence waveform for X-band injection locked phase RBWO.

4 結 語

結合高功率脈沖電子束特點,從物理、模擬和實驗深入研究并驗證了強流脈沖電子束驅動高功率微波放大器——RKA實現輸出微波穩頻穩相的技術可行性,并通過提出同軸多注結構和合理控制強流電子束空間電荷效應及自激振蕩的不良影響,也分別實現了GW級高頻段(X波段)和高增益(約60 dB)的HPM放大穩頻穩相輸出.同時通過綜合吸取速調管和返波管的優點,提出并實現了高功率RWBO的鎖相微波輸出,使器件結構更加緊湊.這些研究結果不但拓展了一大族HPM器件的科學技術研究,也為HPM器件在功率合成、粒子加速和高性能雷達等領域的應用成為可能.

為了使鎖頻鎖相HPM器件走出實驗室、滿足工程實際應用,鎖頻鎖相HPM器件還需要進行精細化研究和設計,深入研究高性能長壽命的強流陰極、電子束收集極及緊湊型、低能耗的電子束傳輸等技術,進一步提高HPM器件的電真空工藝和硬管化水平,降低對微波種子源的功率需求(小于10 kW),追求實現小型的固態化種子源,提高HPM器件與脈沖功率源的阻抗匹配性,從而滿足鎖頻鎖相器件結構緊湊、能量效率高、運行穩定和壽命長的工程應用需求.

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