超聲相控陣無損檢測儀器關鍵技術研究

劉桂雄，唐文明，李宇中

(華南理工大學 機械與汽車工程學院，廣東 廣州 510640)

0　引言

超聲相控陣檢測技術是在常規超聲UT基礎上應用相控陣雷達技術，通過電子偏轉技術產生不同相位電脈沖，分別激發多陣元晶片產生聚焦波束，完成對被測工件各方位掃查檢測[1]。基于超聲相控陣檢測技術研制而成的各類超聲相控陣儀器具有空間聲場完整覆蓋(無須移動探頭)、準確度高、抗干擾能力強、全方位實時超聲成像等特點，是材料內部缺陷分析、參數檢測、失效評估等研究的重要科學儀器[2]。近年來隨著新型材料、大規模集成電路、多任務操作系統等技術的發展，發射能量、聲束延時精度、信號處理能力、高速緩存與傳輸能力等方面都有較大提高，使得超聲相控陣檢測已逐漸成為氣輪機葉片(根部)裂紋、飛機雷達罩、石油天然氣管道焊縫、火車輪轂、核電站封頭、奧氏體焊縫檢測、風力發電軸承復合材料等重要領域的檢測手段[3-4]。

目前國內外超聲相控陣設備在發射能量[5]、聲束延時精度[6]、信號處理能力[7]、信噪比[8]、高速緩存與傳輸能力[9]等方面還有大量提升空間，開展提高超聲相控陣系統測量精度與實時性能關鍵技術研究意義重大。本論文研究提高超聲相控陣系統關鍵技術，從超聲相控陣功能構架入手，重點研究編碼激勵、聚焦延時精度、高速信號處理、大數據存儲與緩存等方面的理論方法與實現技巧，并把這些應用于超聲相控陣儀器的研制。

1　超聲相控陣檢測儀器架構與關鍵模塊分析

圖1　超聲相控陣儀器結構框圖

圖1為超聲相控陣儀器系統架構圖，系統主要由超聲收發硬件系統、編碼激勵、延時聚焦、數字信號處理、傳輸調度等模塊組成。其中前端收發硬件系統對發射信號進行升壓激勵，再對其回波調理；編碼激勵、延時聚焦完成超聲激勵信號控制、聚焦，信號處理模塊完成關鍵函數CORDIC算法實現以及分辨力提升、成像處理等，調度傳輸完成多組掃查數據以共享帶寬方式傳輸數據到外設，上位機(PC/ARM/DSP)完成圖像重建。

根據最新版美國鍋爐壓力容器法規ASM-E BPVC，超聲相控陣探傷儀系統包括聲束輪廓寬度、聲束變角范圍、陣元激活能力、聚焦能力、參數和數據顯示的計算機控制能力、楔塊衰減和延遲校正精度、線性度等特性評價指標。圖2列出相控陣儀器指標與主要關鍵處理模塊相互關系，具體包括：探頭及發射電路、編碼激勵因素方面主要是結合快速響應的發射電路，可使得激勵后的波形振動周期少(橫向分辨力高)；編碼激勵技術由多脈沖激勵間接提高發射能量，提高縱向分辨力，對儀器本身的聲束輪廓寬度、變角范圍、陣元激活能力、線性度均有直接影響；聚焦法則與聚焦精度因素方面各類聚焦法則(包括單點聚焦、動態聚焦、合成孔徑)以及聚焦精度均直接影響聲束變角范圍、聚焦能力、數據顯示準確性等指標。聚焦精度是各類聚焦法則實現基礎，決定焦點位置準確性與能量聚合的有效性；數字采樣分辨力因素方面,超聲相控陣儀器存在模擬信號數字化量化誤差，基于儀器對缺陷尺寸判定法則，缺陷回波幅度峰值是直接判據。直接影響儀器聚焦能力、參數和數據顯示的計算機控制能力、楔塊衰減和延遲校正精度、線性度；大數據處理與緩存、傳輸等方面，在大陣元、多組掃查模式下，會直接影響到儀器收發系統控制、處理能力，包括陣元激活能力、聚焦能力、楔塊衰減和延遲校正精度，為儀器參數和數據顯示的計算機控制能力、線性度以及實時性能提供重要保障。

圖2　相控陣儀器指標與關鍵模塊對應關系

2　提高系統性能關鍵技術研究

2.1　準單次正交Golay編碼激勵技術

與傳統單脈沖激勵相比，在相同硬件條件下，超聲相控陣系統編碼激勵技術的發射脈沖數量、相位、幅度具有多樣性，通過一定解碼能得到跟單脈沖一樣的橫向分辨力，縱向分辨力可大幅提高。目前編碼碼型中正交互補Golay碼編解碼效果較理想。圖3為超聲儀器信號收發模型，對應參量設置見表1。

圖3　 超聲儀器信號收發模型

參量類型時域頻域編碼激勵序列函數cp(t)Cp(ω)發射電路系統傳遞函數ts(t)Ts(ω)超聲探頭沖激響應pb(t)Pb(ω)聲波在介質中傳遞函數uw(t)Uw(ω)信號調理系統傳遞函數rs(t)Rs(ω)解碼模塊沖激響應fr(t)Fr(ω)整個硬件電路系統函數hd(t)Hd(ω)解碼模塊輸入信號di (t)Di (ω)解碼模塊輸出信號do(t)Do(ω)

以‘*’表示卷積運算，若采用Golay A，B碼(時域表達式：a(n)，b(n)，頻域表達式：A(ω)，B(ω)進行激勵，其激勵過程可分別表示為hd(n)a(n)，hd(n)b(n)。由于正交互補Golay碼需雙次激勵方能實現一次理想解碼，一定程度降低超聲相控陣儀器掃查效率，且在一些自動化動態掃查過程中，會產生超聲波激勵位置相對變化,導致兩次發射、接收波形不一致而影響解碼效果問題。為避免上述問題，需采用單次激勵模式。圖4為提出的準單次激勵正交互補Golay碼編解碼方法總體框圖。

圖4　準單次激勵正交互補Golay碼編解碼總體框圖

根據圖4中信號走向關系，超聲回波do(t)，Do(ω)可表示為

(1)

圖4所示準單次激勵正交互補Golay碼編解碼方法，只需A碼激勵一次，通過軟件算法實現A→B碼激勵轉換，其數學表達式如下

Hd(ω)·B(ω)=Hd(ω)A(ω)[B(ω)A(ω)-1](頻域)，?hd(n)b(n) = hd(n)a(n)·[b(n)-1a(n)] (離散時域)

(2)

圖4中脈沖壓縮與矢量合成模塊作為其核心內容。其中，正交互補Golay碼合成器產生不同長度的Golay碼型；編碼電路控制器實現編碼調制；A→B碼激勵轉換因子，實現A碼到B碼激勵效果轉換，該過程易于FPGA硬件靈活實現。其編碼激勵具體實現方案見作者文獻[10-13]。

2.2　納秒級精度延時聚焦技術

超聲相控陣儀器通過增加楔塊增大聲波在介質中折射角來擴大掃查范圍，其檢測原理基于費馬原理，聲束在介質中以最短路徑進行傳播，圖5為超聲相控陣儀器聲波聚焦原理圖，表2列出對應的參數說明。聲波通過楔塊傳播到被測工件表面再折射到焦點F(x,y)形成聚焦。

圖5　超聲相控陣儀器聚焦原理圖

超聲相控陣儀器檢測流程包括發射聚焦與接收聚焦，都由聚焦法則所控制，下面將計算各陣元發出聲波傳播到焦點F的時間ti(i= 1,2,,N)。

圖5與表2參數說明，對楔塊上N陣元編號分別為0,1,,N-1，建立圖6所示帶楔塊延時聚焦坐標系。

表2　發射聚焦的參數表

圖6　帶楔塊延時聚焦坐標系

陣元為奇數時，中心陣元編號為N/2，以該陣元經過y軸，折射界面為x軸(單位：mm)，H0=h0+(N/2)Psin(ω)，先算出中心陣元到達焦點F的時間tN/2(x0)，可列出發射聚焦延時計算式為

(3)

其中，x0∈[0,xF)。

基于聲束在介質中以最短路徑傳播的原理，求解方程式(3)，等價于求解x0[0,xF)使得tN/2(x0)最小，對其求導數為

(4)

(5)

式(5)屬于一元高次方程，解x表達式異常復雜，故提出一種區間壓縮法求解一元高次方程的方法，具體實現方案文獻[14]。

聚焦法則計算器設計的時延值(發射脈沖聚焦)，下面通過CIC內插濾波技術實現接收時延聚焦，與普通FIR濾波器不同，CIC濾波器存在特殊反饋結構，其結構不能簡單地進行多相分解，N階CIC濾波器數學表達式為

(6)

N階CIC濾波器可等效為N個抽頭系數為1的FIR濾波器單元級聯，也等效為N個積分、梳狀濾波器組合。其參數說明：N為CIC濾波器階數，I為抽取或內插系數，M為梳狀濾波延時因子，本文取1。

圖7為典型I倍內插CIC濾波器結構框圖，由梳狀濾波器、內插器、積分器組成。

圖7　典型I倍內插CIC濾波器結構框圖

速率fs信號經I倍內插器后速率急劇提升為Ifs，使得后續積分器運行在高速率環境(增加FPGA實時處理負荷)，須對內插器、積分器部分進行改造。使內插、多相分解同時進行，在fs(非Ifs)數字系統頻率下運行，以減輕硬件負荷；對內插、積分器進行合并、重組，分成I相輸出，各相還是運行在fs信號速率，經改造后CIC濾波器多相分解信號流程圖如圖8所示(z-1表示存儲器、“”表示加法器)。可使得輸入速率fs信號Xin經I倍多相內插后分別輸出Y(0)～Y(I-1)相，相鄰延時精度1/(Ifs)，為實現超聲相控陣回波聚焦做準備。

令x=N(CIC濾波器階數)，Y(y)為輸出相，可得CIC濾波器多相內插公式為

圖8　CIC濾波器多相分解的信號流程圖

(7)

其中,y=0,1,2,…,I-1。

令y=I(內插倍數)可得下一個時鐘周期寄存器zx的值(反饋環路增益值)。

(8)

其中，x=1,2,3,…,N。

設計(fs= 100 MHz，N= 5，M= 1，I= 10) CIC多相內插濾波器，對信號進行濾波可得到相鄰兩相延時ΔDt= 1/(Ifs) = 1 ns。圖9為FPGA實現CIC 10相內插濾波實測部分波形圖，橫坐標為采樣時間(采樣周期10 ns)，縱坐標為標量幅度(12 bit數字分辨力)，輸出的1st～ 10th路相鄰間延時1 ns。

圖9　10相內插濾波實測波形圖

同理可驗證任意I倍CIC多相內插濾波算法實現1/(Ifs)延時精度的有效性。具體實現方案見作者文獻[15-19]。

2.3　關鍵數字信號處理技術

1) 改進CORDIC算法在TCG中應用技術

CORDIC算法作為一種通用迭代算法，可在線性坐標系、圓坐標系和雙曲坐標系下旋轉和定向操作，基于旋轉與向量模式可以求解很多超越函數。超聲相控陣儀器為了對不同探測深度(時刻)缺陷回波有統一的評判當量，使得相同尺寸缺陷回波幅度與其在材料中的深度無關，對不同深度的反射波幅度進行增益dB補償，將所有的深度補償值連成一條曲線，即TCG曲線。通過增益控制器實現dB到放大倍數A轉換。

dB = 20lgAA=e

(9)

在雙曲坐標系下完成指數計算，其迭代公式為

(10)

若取初值x1=y1=1/K，z1=θ，則有：xn+1=yn+1=coshz1+sinhz1=eθ。迭代次數根據實際情況而定，這就是雙曲坐標指數函數CORDIC算法求解機理。

使用超聲相控陣儀器對B型相控陣標準試塊中深度5，10 mm的φ1 mm平底孔進行檢測實驗，通過式(9)做出一系列增益補償曲線，其TCG技術增益補償效果如圖10所示，橫坐標：左半部分A掃圖表示回波幅度相對百分比(單位：%)、右半部分B掃圖表示水平掃查位移(單位：mm)，縱坐標表示垂直掃查深度(單位：mm)，圖中B掃光標位置對應A掃圖，曲線列舉5個點增益補償連線，得出經TCG曲線補償后不同深

圖10　TCG技術增益補償效果

度平底孔幾乎相同(圖中標簽① ②所示)，為缺陷評判提供了有力保證。

當然根據式(10)，指數函數求值器eθ，收斂域狹小(|θ|< 1.1182)，提出一種收斂域擴張與迭代結構優化的實現方法，可推廣為對任意輸入值θ進行定點化壓縮以實現指數函數CORDIC算法收斂域的擴張，并通過FPGA實現此算法，該算法在運算量、硬件資源、分辨力等方面具有較大優勢。具體實現方案見作者文獻[20-27]。

2)數字分辨力提升技術

基于數值計算與數字信號處理特點，采用多項式內插(細插)、內插濾波法(粗插)插值相結合實現信號分辨力提升。圖11為超聲相控陣儀器任最優化采樣算法原理框圖，任意升采樣倍數分解成整數I與小數nF乘積：= nFI。

圖11　超聲相控陣儀器任最優化采樣算法原理框圖

基于改進三次Spline + Hermite多項式實現nF倍插值、多相內插濾波實現I倍插值，nF，I求解方案如式(11)。即通過最大化整數I、最小化小數nF方式進行分配，其中，“”表示向下取整，nF[1,2)。

(11)

對數據量N的數據，給定任意升采樣倍數插值步驟如下：①第一級插值(多項式插值)，實現數據量拉伸，拉伸率為小數nF，NnF= [NnF]([ ]表示取整；NnF，NnF只存在一個樣點誤差)；②第二級插值(內插濾波)，實現數據量拉伸，拉伸率為整數I。

定義在區間[t0,tn]上函數f(t)與n+1個坐標節點(t0,y0)，(t1,y1)，… (tn,yn)，則在t[ti-1,ti] 區間滿足函數式(12)。

(12)

(13)

Mi可由三彎矩方程[19]求解，有

(14)

表3　權重系數與

若取4.75 MHz頻率探頭進行試驗，fs=100 MHz，采樣率從fs升到4.75fs，由式(11)有nF=4.75/4 = 1.1875，I= 4，如對圖12中S掃與光標處A掃波形插值(數據量N=390，內插后數據量NX=N·nF=463)。圖13為三次Spline-Hermite插值FPGA顯示效果。輸入390樣點信號(時間差▽t1=3900 ns)、輸出463樣點信號(時間差▽t2=4630 ns)，實現樣點數390→463，即插值倍數nF= 1.1875效果。對實現I=4倍內插濾波，在作者文獻[11-14，26]已詳細研究。

借助數值計算與現代數字信號處理技術，提出數值內插的任意倍升采樣算法，解決超聲相控陣儀器數字最優化重采樣問題。采用小數倍nF多項式內插法(細插)、整數倍I多相內插濾波法(粗插)相結合模式，提高算法的可實施性、靈活性。

圖12　S掃與光標處的A掃波形圖

圖13　Spline-Hermite插值法仿真與實際波形圖

3)超聲圖像快速重建技術

超聲相控陣儀器通常以極坐標方式采集數據如S掃，在圖像重建過程須進行坐標轉換與像素填充。

圖14　TCG技術增益補償效果

圖14為基于高基數CORDIC算法坐標變換圖像重建框圖。在S掃扇形區域內，以探頭為極點，垂直探頭表面的極軸建立極坐標系，掃查區域內每個聚焦波束都以此極坐標形式存儲。圖15為極坐標系、存儲坐標、笛卡爾坐標系模型，假設掃查扇形區域內一個極坐標P(ri，i)，ri表示極坐標半徑，i表示極角。該點在笛卡爾坐標系內表示為P(xi，yi)，其中xi和yi分

別表示橫縱坐標，通過公式xi=ricosφi，yi=risinφi將極坐標轉成笛卡爾坐標。

圖15　各種坐標系

利用FPGA設計高基數CORDIC算法的超聲S掃坐標變換計算模塊，將極坐標表示的數據點轉換成笛卡爾坐標形式，設計旋轉模式下CORDIC算法模塊，基4-CORDIC算法迭代方程為

(15)

給定初始值x0=K-1a,y0=K-1b，n次迭代后，zn收斂到0，將獲得如下結果。

(16)

笛卡爾坐標點(x,y)都可通過式(4)映射到極坐標點F(,故來自極坐標F(,)點的回波數據將被填充到笛卡爾坐標F(x,y)位置，如圖16坐標映射所示，笛卡爾坐標下A，B，C，D點直接映射極坐標A，B，C，D點，而坐標F(x,y)映射坐標F(,)，形成該像素點“漏點”，只能通過附近點如A，B，C，D插值算法得到。

圖16　坐標變換原理

圖17為基4-CORDIC算法超聲S掃圖像重建效果，其中圖17(a)為圖像重建實驗裝置，圖17(b)為圖像重建結果，相控陣試塊上φ1 mm孔以S掃圖像重建方式清晰顯示出。具體實現方案見作者文獻[31-32]。

由以上分析可得，經過高基數CORDIC算法坐標變換進行圖像重建后，可以得到完整、高質量超聲S掃圖像。且該算法非常適合于FPGA流水線快速實現，提高圖像重建的實時性、靈活性。

圖17　基4-CORDIC算法的S掃圖像重建效果圖

2.4　大數據傳輸與實時調度技術

多陣元、多組掃查超聲相控陣儀器同時產生多組數據流，根據最優化采樣原理，對fp探頭回波按比例Kfp(K為比例因子)頻率采樣。N組掃查模式，產生N種速率(fs0～fsN-1) 數據流，通過高串行總線傳輸到外設。圖18為多組掃查共享帶寬超聲數據傳輸框架，通過帶寬資源調度器(由不同長度FIFO、總線仲裁器組成)經Avalon總線寫入DDR3再共用PCIe帶寬傳輸到上位機，通過調節各FIFO長度與總線仲裁器的讀時序、中斷優先級就可實現對各組數據無時隙輪詢切換讀取，使得各組數據傳輸同步與帶寬利用率最大化。

通過多FIFO共享帶寬模式實現多組掃查數據傳輸調度。表4定義N組掃查N-FIFO緩存參數。

圖18　多組掃查共享帶寬超聲數據傳輸框架

歷經FIFOi數據空到滿(耗時并產生讀中斷(獲得Avalon總線讀使用權)，另一方面，遍歷了第0, 1, …,i+1,i+2,…,N-1個FIFO滿數據被讀空過程，耗時圖19為N-FIFO讀操作時隙轉換圖。根據Ti=-Ti=0)，可列如式(17)的方程組。

圖19　N-FIFO讀操作時隙轉換圖

(17)

解式(17)得N個FIFO長度比：L(0)∶L(1)∶…∶L(N-1)=(VR-VW(0))VW(0)∶ (VR-VW(1))·VW(1)∶…∶(VR-VW(N-1))VW(N-1)，故只要根據表3的參數對不同組設計不同的緩存FIFO就可實現各組數據無時隙總線共享切換，最大化帶寬利用率。

本文相控陣儀器工作在頻率fs= 100 MHz下掛載4探頭(頻率fp= 2，2.5，5，10 MHz)實現4組掃查模式，軟件比例升采樣(fs= 10 ×fp)，各組掃查數據實際采樣率fs0～fs3分別為20，25，50，100 MHz，位寬B = 8 bit，FIFO輸入、輸出位寬相等BW=BR= 64 bit。可以計算出4 FIFO長度比L(0)∶L(1)∶L(2)∶L(3) = 14∶17∶29∶38,由式(10)計算出。表5列出4 FIFO數據緩存4組掃查帶寬利用率最大化調度參數，圖20為4組掃查讀總線切換SignalTap實際FIFO控制時序圖(橫軸：時間單位10 ns)，顯示4個FIFO控制時序，實現4個FIFO讀操作無時隙切換。

表5　4 FIFO數據緩存4組掃查帶寬利用率最大化調度參數表

圖20　4組掃查讀總線切換FIFO控制時序Signaltap顯示圖

經過時間片輪詢調度后，由N組掃查NFIFO數據緩存共享傳輸帶寬利用率。

(18)

上述方法可用在任意多組掃查超聲相控陣系統中，實現多組數據流傳輸共用帶寬，可以使得傳輸帶寬利用率最大化。具體實現方案見文獻[33]。

3　綜合應用實驗

采用前面研究的關鍵技術并以超聲相控陣儀器作為載體，對部分重要指標(編碼激勵、聚焦延時、數字化頻率變采樣、調度傳輸等)進行實驗。

采用超聲相控陣儀器作為下位機實現信號控制、采集，處理對速度較嚴格的算法(編碼、壓縮、拉伸、高速緩存與傳輸、特殊函數CORDIC算法)，以FPGA為核心運算單元、DDR3為高速緩沖器、Altera公司Cyclone V GT FPGA 內嵌PCIe模塊為高速傳輸接口，數據傳輸到PC機處理。實現表6中部分關鍵技術，并

表6　儀器主要考核驗收指標

對各部分功能加以綜合驗證。圖21為超聲相控陣系統關鍵技術應用實驗裝配圖。

圖21　超聲相控陣系統關鍵技術應用實物圖

根據上面應用方案，設計對風力發電變槳螺栓孔缺陷檢測系統，涉及各模塊參數如表7所示。

圖22為樣件實物照片，圖22(a)和圖22(b)分別為風力發電變槳螺栓孔缺陷斷面照片、螺栓孔內壁寬2 mm深2 mm裂紋缺陷，通過超聲相控儀器對其裂紋進行檢測。

表7　試驗模塊清單表

圖22　風力發電變槳螺栓孔試塊

根據表8超聲相控陣儀器檢測參數設置，通過對比法進行檢測，圖23為工件檢測對比實物圖，圖23(a)、圖23(b)分別為無、有裂紋工件檢查裝置。圖24為超聲相控陣對螺栓孔S掃查對比結果圖，圖中包含A掃波形區與S掃波形區，縱坐標表示掃描深度(單位：mm)、橫坐標表示水平掃描距離(單位：mm)，圖24(a)和圖24(b)分別為無、有裂紋缺陷掃查圖(S掃圖片顏色越深(紅)表示該位置缺陷越明顯)，可以清晰分辨出裂紋缺陷的掃描圖像，見圖24(b)中X信號。

表8　關鍵參數設置

圖23　探頭對螺栓孔檢測對比裝置圖

圖24　超聲相控陣對螺栓孔S掃查對比結果圖

根據圖24(b)超聲相控陣對螺栓孔掃查結果，采用-6 dB法則測得裂紋寬約2 mm(1.8～2.2 mm之間)，實驗證明能夠達到相應的檢測精度和靈敏度。(備注：根據ASTM標準E2700-9《焊縫接觸式超聲相控陣檢測方法》缺陷當量評判-6 dB法則。

該應用試驗結果涉及關鍵技術：

1)8bitGolay編碼激勵檢測5～20 mm厚的風力發電變槳螺栓孔鋼在基準增益23 dB基礎上，可使得缺陷回波高達到基準波高相對顯示屏幕122%，間接增大發射功率；

2)S掃聚焦延時1 ns精度以及圖像重建,實現對風力發電變槳螺栓孔內壁全方位S掃成像；

3)16點TCG增益補償技術，對曲線回波增益進行補償，為實測缺陷尺寸提供依據；

4)動態平均、高速緩存與傳輸技術實際上以大于PRF頻率(42 Hz)速度通過PCIe總線將一幅圖像數據(>4.9125×105B)傳輸到上位機(B= 12 bit)。

應用表明：本文研究超聲相控陣儀器關鍵技術已在實際應用中取得良好效果，較傳統的超聲相控陣儀器性能有較大提升。

4　總結

1)研究基于正交互補準單次Golay(A，B)碼超聲相控陣編碼激勵技術，間接增大超聲發射功率，提出通過軟件算法使A，B碼兩次激勵合成A碼單次激勵方案，實現準單次正交Golay編碼激勵技術，提高掃查效率與信噪比，且該方法易于FPGA實現。

2)設計基于區域壓縮收斂法的聚焦法則計算器，通過內插濾波實現超聲波接收延時，并在FPGA上實現基于CIC多相內插1 ns的延時精度；推導出多相分解公式，使內插、多相分解同時循環進行。與其他經典方法相比，CIC多相內插技術消耗FPGA資源最少、精度高。

3)基于FPGA定點化技術實現CORDIC算法指數函數求值器eθ，提出一種收斂域擴張與迭代結構優化的實現方法，在運算量、硬件資源、分辨力等方面具有較大優勢；通過基4-CORDIC算法實現像素填充，完成S掃圖像重建；研究基于數值內插高速采樣與多路并行峰值保持壓縮算法，實現任意倍升采樣；研究一種小數倍升采樣的分段滑動三次Spline-Hermite插值方法，推導出一定精度條件下適合值Nsuit，特別易于FPGA的流水線快速實現。

4)通過多FIFO緩存與帶寬共用調度器有效提高PCIe傳輸帶寬利用率；設計多FIFO變長度調度算法，該算法比常見等時間片輪詢調度算法帶寬利用率提高1倍。

本文關鍵技術可應用到相關無損檢測，研究的1 ns技術結合Golay編碼技術可檢查厚度達20 cm,φ1 mm缺陷鋼材料，以及對聲阻抗衰減較大材料(如壁厚≦3 cm，φ1 mm缺陷玻璃鋼材料)進行安全評估，其誤差控制在10%內(可滿足超聲相控陣無損檢查要求)，也可應用到空氣耦合檢查(耦合距離達10 cm)技術等。

后續將會開展采用CORDIC算法的向量旋轉模式對超聲回波信號進行直接相位旋轉實現延時的研究，實現更高延時精度、高性價比；采用多核并行架構對多路超聲回波進行帶寬動態調度，實現復雜調度系數實時計算，提高系統靈活性。