輪轂電機驅動型電動汽車電機控制系統設計

陳帥，張緒洋，李鵬鵬

(長安大學 汽車學院，陜西 西安 710064)

輪轂電機驅動型電動汽車擺脫了傳統燃油汽車結構上的局限性，具有高能效比、簡化車身結構、驅動方式多樣等優點。輪轂式無刷直流電機控制器是四輪轂電機驅動電動汽車的重要組成部分，其以高性能芯片作為控制核心，便于實現電機復雜的控制算法。整個控制系統的設計涉及通信、電機驅動、微電子等眾多學科領域，設計相對較繁雜，但其使用靈活，適用場合廣泛，對于開發新的電動汽車電機驅動技術具有重要的學術研究價值。隨著電動汽車市場份額的擴大，輪轂電機控制系統有很大的發展空間[1]。本文對輪轂式無刷直流電機采用調壓調速控制策略[2]，設計電機控制器軟硬件控制系統，并通過仿真和試驗對設計的控制系統進行測試。

1 控制策略

輪轂式無刷直流電機控制系統一般由電子換相電路、轉子位置檢測電路和電機本體3部分組成。電子換相電路一般由控制部分和驅動部分組成，控制器根據測得的電機轉子位置信號有序觸發驅動電路中的各個功率管，進行有序換相，以驅動電機運行[3]。電機的控制采用轉速PI閉環單極性PWM控制，通過調節PWM占空比改變繞組的平均電壓，實現電機調速，如圖1所示。

圖1 無刷直流電機轉速PI閉環控制框圖

電機霍爾位置傳感器檢測轉子所處的位置，以決定功率逆變橋的導通順序,并通過霍爾信號兩次上升沿的時間計算電機的實際轉速，作為閉環控制的速度反饋。轉速調節器依據整車控制器給定的轉速和轉速反饋，進行轉速閉環控制。轉速調節器的輸出修正PWM占空比，從而調節功率逆變橋中開關管的導通時間，實現電機的平滑調速。

2 控制器硬件電路設計

2.1 硬件電路整體框架

輪轂電機控制器硬件電路整體構造采用模塊化設計，其總體構造框圖如圖2所示。該控制器與整車控制器的通信基于CAN網絡進行傳輸。輪轂電機控制器硬件電路除包含圖2的模塊外，還必須有芯片的最小系統電路，如時鐘和上電復位電路等。

圖2 電機控制系統硬件結構框圖

2.2 主控芯片及其外圍電路

輪轂電機控制器采用高性能16位芯片dsPIC30F4011，該款芯片的引腳分布及外圍電路如圖3所示。圖3中右上角的JTAG電路模塊是為電機控制芯片下載程序和軟件在線調試提供的接口。為很好實現芯片的電機控制信號和驅動信號的隔離以防止干擾[4]，設計圖4所示的U相光耦隔離電路。

圖3 電機主控芯片引腳及其外圍電路

2.3 功率逆變橋電路

2.3.1 功率逆變橋開關元件的選取

圖4 U相電機控制和驅動信號的光耦隔離電路

動力電池電壓為72 V，綜合考慮功率器件的選擇原則、開關速度、成本等因素，選擇功率MOS場效應晶體管，電路設計中采用多個功率MOS場效應晶體管并聯以解決單個功率MOS場效應晶體管不能同時兼顧高的導通電流和電壓的缺點[5-6]。

功率MOS場效應晶體管的選取是設計功率逆變器的重要環節，選擇功率MOS場效應晶體管的型號為IPP120N10S4-05，其漏-源極擊穿電壓為100 V，最大漏-源極電流為120 A，導通電阻為5 mΩ[7]。

2.3.2 功率逆變橋電路

如圖5所示，選擇功率逆變橋電路圖中的一相(U相)進行說明。圖5中左邊部分為功率MOS場效應晶體管驅動部分[8]，右邊部分為功率逆變橋電路的U相橋臂電路。

圖5 U相功率驅動和橋臂電路

2.4 功率MOS場效應晶體管驅動電路

如圖5所示，采用4個功率MOS場效應晶體管將功率逆變器的上、下橋臂各并聯為1組。其單個功率MOS場效應晶體管柵極峰值驅動電流

I=Qg/T

，

(1)

式中：T為導通/截止時間；Qg為柵極總電荷，所選型號的最大柵極總電荷Qgmax= 91 nC[9]。

電機驅動PWM頻率設置為32 kHz，則其周期TPWM=31 250 ns，一般可選取T=0.005TPWM作為功率MOS場效應晶體管的導通/截止時間，則T=156.25 ns。由式(1)得出驅動單個功率MOS場效應晶體管所需的峰值電流I=0.582 4 A。由于采用4個功率MOS場效應晶體管將功率逆變器的上、下橋臂各并聯為1組，則1組功率MOS場效應晶體管所需的驅動峰值電流I=2.329 6 A。

選用高壓、高速功率半橋式驅動IC芯片IRS2186(S)，峰值驅動電流為4 A，提供的輸出驅動電壓為10～20 V，充分滿足功率MOS場效應晶體管的開通驅動電壓要求。

2.5 電機控制器其他外圍電路

2.5.1 電源電路

汽車的72 V電池主要為功率逆變器提供電源，電機控制器的其他用電需求均來自車載12 V蓄電池。電機控制器硬件電路多處用到高速光耦6N137，因此需要為電路提供電源隔離芯片。低壓供電電源模塊電路如圖6所示，功率逆變橋供電電源模塊電路如圖7所示。

圖6 低壓供電電源模塊電路 圖7 功率逆變器供電電源模塊電路

圖8 電流檢測電路

2.5.2 電流檢測電路

在電路設計中采用采樣電阻檢測功率逆變器的母線電流，電流采樣電阻選用0.01 Ω的精細電阻。母線電流流過采樣電阻轉化為電壓信號經過放大處理后，送到dsPIC30F4011某一路A/D轉換通道，經A/D轉換后，得到的結果即為母線電流[10]，如圖8所示。

2.5.3 霍爾信號處理電路

無刷直流電機轉子位置信號由電機本身自帶的霍爾元件檢測，其霍爾信號處理電路如圖9所示。

2.5.4 CAN總線通信電路

CAN總線實現整車控制器和電機驅動控制器之間的信息傳遞。電機控制器通過CAN總線得到整車控制器的指令，并把電機運行的狀態參數發布到CAN網絡上，使其余的CAN節點獲得電機運行的狀態參數[11-12]。CAN總線收發模塊電路如圖10所示。

圖9 霍爾信號處理電路 圖10 CAN總線收發電路

3 控制器軟件設計

3.1 電機控制系統驅動程序

3.1.1 主程序流程

主程序主要完成系統初始化，實現電機正、反方向啟動，霍爾故障和電流檢測、轉速計算和轉速PI調節等，主程序流程如圖11所示。

3.1.2 電機轉速計算

該電機的霍爾信號通過光耦隔離后輸入單片機引腳，取一路霍爾信號HC，連接到輸入捕捉芯片IC1引腳。在初始化IC1捕捉中斷時，設置捕捉模式為每一個下降沿捕捉1次，每1次捕捉事件中斷1次，捕捉的內容為定時器Timer3的值。在IC1捕捉中斷中，記錄2次捕捉定時器Timer3的值，其差值為一個電周期時間差tcdv。所用晶體振蕩器頻率為4 MHz，由CPU內部16倍頻后再4分頻(一個指令周期等于4個機器周期)得到指令頻率為fcy=16 MHz，即Timer3的輸入時鐘頻率。

圖11 電機控制系統主程序流程

霍爾信號一個電周期

THC=256tcdv/fcy，

(2)

則電機轉速

(3)

式中：p為電機的極數。

由式(2)(3)得

(4)

本文所選電機的最大轉速不超過720 r/min，定時器Timer3的計數范圍為1～65 535，由式(4)得能測得的電機轉速范圍約為2～97 656 r/min，滿足電機的測速要求[13]。

3.1.3 轉速PI調節

采用轉速閉環增量式PI調節。由式(4)計算電機實際轉速，與給定的轉速比較，得出設定值與實際值之間的偏差e(k)，PI控制器根據e(k)按照比例-積分的線性組合關系構成控制量u(k)，利用u(k)對控制對象進行控制[14-16]。其增量式PI調節算法為：

u(k)=u(k-1)+Kp(e(k)-e(k-1))+KIe(k)，

式中：Kp為比例系數；KI為積分系數；e(k)、e(k-1)分別為第k、k-1采樣時刻的輸入偏差。

3.2 CAN總線通信協議

由于整車控制器配置的外部CAN模塊和電機控制芯片dsPIC30F4011內部集成的CAN模塊都支持CAN 2.0B協議，因此采用CAN 2.0 B通信協議，報文采用11位標識符的標準幀，采用自定義協議的方案實現CAN總線網絡的通訊[17-18]。

表1 發送和接受節點的地址編碼信息

11位標識符的標準幀格式，化分為3段使用，即ID. 0、 ID.1、 ID.2 、ID.3為接收節點地址標識段，ID. 4、ID.5、 ID. 6、ID.7為發送節點地址標識段，ID.8、ID.9、ID.10為信息類型標識段。文中所用節點標識符編碼信息如表1所示。明確各節點需要發送和接收的報文，對CAN通信系統中的各類數據和控制信號進行分類，填充各條報文的數據域。對于功能相似、優先級相同的信號或者數據要盡量通過一幀報文發送出去。

4 控制系統仿真分析

借助計算機仿真軟件Matlab/Simulink，搭建電機控制系統仿真模型，對圖1所示電機控制策略進行仿真[19-20]。電機的參數設置如表2所示。

表2 電機仿真參數

該仿真系統空載下起動，轉速給定為500 r/min，0.2 s時接入10 N·m負載。系統仿真運行0.5 s后，輸出無刷直流電機的轉速及轉矩、U相繞組電流和反電動勢波形，如圖12～14所示。

圖12 無刷直流電機轉速仿真波形 圖13 無刷直流電機輸出轉矩仿真波形

a) U相電流 b)U相反電動勢圖14 無刷直流電機U相電流和反電動勢波形

由圖12、13可以看出：無刷直流電機在空載啟動時電機轉速略有超調，后進入穩態，且轉矩波動小。在0.2 s接入負載后，轉速發生突降，轉矩有較大波動，但系統經短暫的轉速PI調節后電機轉速重新回到穩定狀態且無波動，同時電機輸出轉矩也回到新的穩定狀態，但有一定的轉矩波動。從圖14中可以看出無刷直流電機的相電流呈交流方波，反電動勢波形為近似梯形波，這與理論波形相符合。

圖15 輪轂電機驅動型電動汽車試驗平臺

5 運行試驗

5.1 試驗平臺

以自主開發的輪轂電機驅動型電動汽車為試驗平臺，包括輪轂式無刷直流電機、72 V磷酸鐵鋰電池、電機控制電路與驅動電路、數字示波器DS1104Z等，如圖15所示。電機控制器通過CAN總線控制輪轂電機在空載下運行，測得控制器部分輸出波形，以驗證電機控制器硬件電路及軟件程序的合理性。

5.2 試驗測試波形分析

1)霍爾信號波形。如圖16、17所示，測得兩路霍爾信號輸出波形，分別用HA、HB表示。由圖17、18可知：電機內部霍爾信號波形存在毛刺，經過霍爾信號處理電路處理后顯現出規則方波信號。霍爾信號決定電機換相順序，霍爾方波信號有利于電機穩定運轉。

a) 霍爾信號HA b) 霍爾信號HB圖16 電機內部兩路霍爾信號波形

a) 霍爾信號HA b) 霍爾信號HB圖17 處理后的兩路霍爾信號波形

2)芯片控制換向波形。圖18a)為芯片引腳PWM1H輸出的U相上橋臂的控制信號，圖18b)為芯片引腳PWM1L輸出的U相下橋臂的控制信號，從圖18中可以看出：當U相的上橋臂受PWM信號控制時，下橋臂始終處于關閉狀態，有效防止了上下橋臂的直通。

a) PWM1H輸出 b) PWM1L輸出圖18 信號波形

圖19 a)為芯片引腳PWM1H輸出的U相上橋臂的控制信號，圖19 b)為引腳PWM2L輸出的V相下橋臂的控制信號。由圖19可以看出：當上橋臂為PWM控制時，下橋臂的控制信號線是高或低電平，從而驗證了程序及硬件電路的合理性，測試波形符合設計的換相控制時序。

a) PWM1H輸出 b) PWM2L輸出圖19 信號波形

3)反電動勢波形。電機空載運行時，測得U、V兩相反電動勢波形如圖20所示。從圖20可以看出：反電動勢波形明顯成平頂梯形波，這與無刷直流電機運行時的理論反電動勢波形較為一致。

a) U相 b) V相圖20 U、V兩相反電動勢波形

6 結語

1)輪轂式無刷直流電機采用調壓調速控制策略，采用轉速PI閉環單極性PWM控制方式，通過仿真測試，驗證了控制策略能夠通過調節PWM占空比來改變電機繞組的平均電壓，實現電機平滑調速。

2)設計以dsPIC30F4011為控制核心的輪轂電機控制器，給出其具體的硬件電路及軟件設計方案。試驗結果表明：霍爾信號輸出波形為規則的方波信號，有利于電機的穩定運轉；測試的換向波形能夠滿足理論換向時序；反電動勢輸出波形同無刷直流電機理論波形一致。因此,所設計的電機控制系統運行可靠。