具有射頻監測能力的雷達接收前端技術

張秋艷，王 超，陳嚴君

(中國電子信息產業集團有限公司第六研究所，北京 100083)

0 引言

復雜電磁環境是現代和未來戰場最突出的特征之一，作為電子信息裝備，雷達系統的探測能力更是受到電磁環境的嚴重制約[1]。當前雷達系統在復雜電磁環境效應下的性能研究主要依托于雷達對抗效果評估系統開展的，這類系統不僅價格昂貴，同時系統硬件條件已經固化和封裝，沒有預留和引出專門針對復雜電磁環境效應研究的中間量測試端口，只能以實際雷達的最終顯示結果對干擾現象進行分析，這種分析對于單一干擾源對雷達的影響效應是可行的，但是，當多源干擾或復雜電磁環境要素增加時，僅通過最終結果來分析復雜電磁環境對雷達系統的影響效應是非常困難的[2]。

因此，研究、建立復雜電磁環境下雷達探測能力的評估平臺與試驗方法顯得十分重要。本文旨在設計研究具有射頻監測端口的雷達接收前端，該前端設備實現在接收通道中關鍵信號流動環節處的信號監測，為電磁環境多要素疊加效應機理研究提供硬件基礎和必需的數據支撐。

1 工作原理

接收機采用高精度測量雷達系統普遍使用的單脈沖測角方式。單脈沖測角雷達需同時兼顧比幅/比相兩種體制。比幅體制下，雷達接收機射頻前端具有和通道、差通道兩個接收支路。比相體制下，坐標平面內有兩個通道。因此，接收前端設計為基于CPCI總線架構的雙通道鏈路結構，形成和差兩個接收支路，分別用于接收和支路信號與差支路信號。

接收前端采用超外差變頻鏈路，主要由限幅器、低噪放、混頻器、中放、濾波器、本振等組成，同時各關鍵器件模塊前后采用耦合器引出射頻監測點。雷達接收前端將頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz、功率范圍為-100 dBm～-30 dBm的目標回波信號，通過超外差變頻鏈路變頻至70 MHz中頻，中頻最大輸出功率為0 dBm。接收前端原理框圖如圖1、圖2所示。

圖1 和通道射頻前端原理框圖

圖2 差通道射頻前端原理框圖

2 系統設計

2.1 系統指標要求

接收前端關鍵技術指標：

接收頻率范圍： 3.1 GHz～3.5 GHz；

雷達信號帶寬：1 MHz、2.5 MHz、5 MHz可選；

噪聲系數： ≤3 dB；

接收靈敏度：-100 dBm；

接收動態范圍：-100 dBm～-30 dBm；

接收通道增益：優于70 dB；

中頻頻率：70 MHz，帶寬5 MHz；

輸出中頻電平：≥0 dBm；

帶內起伏：≤3 dB；

鏡像抑制：≥60 dBc；

諧波抑制：≥30 dBc；

雜散抑制：≥50 dBc。

2.2 電路設計

接收前端主要包括和通道和差通道，兩通道采用相同的設計鏈路。由于超外差接收機具有雜散低、鏡像抑制高等特點，設計采用超外差接收機二次變頻方案，并選擇高中頻減小混頻干擾對目標信號的影響。設計將輸入頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz、功率范圍為-100 dBm～-30 dBm的目標回波信號與頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz的可變本振信號混頻，輸出頻率為3.9 GHz的第一中頻信號，該信號通過與頻率為3.97 GHz的固定本振混頻，輸出頻率為70 MHz的中頻信號，該信號送至中頻采集模塊進行后續采樣和解調。根據靈敏度、輸出信噪比、輸出中頻電平計算接收機增益為80 dB，具體增益分配至射頻低噪聲放大器及第一中頻及第二中頻放大器處。詳細電路設計如圖3所示。

3 關鍵技術指標設計分析

3.1 定向耦合器影響分析

射頻監測接口為雷達接收前端的非功能端口，所以該接口的設計不會在功能上對射頻通道產生影響，同時又能夠實現引出監測點、對射頻通道各關鍵節點信號進行監測的目的。通過對監測接口引出信號的分析，可以得出該節點處射頻通道中主通路信號的頻率、功率等關鍵參數。

本設計中采用定向耦合器對射頻通道向外引出監測點。因定向耦合器的插入損耗影響接收機的靈敏度，若將插入損耗為0.3 dB定向耦合器放置于低噪聲放大器的前級，接收機靈敏度約降低0.3 dB。因信號已經過放大，此節點后再接入的定向耦合器對接收機靈敏度不再有影響。為了避免多個耦合器同時添加對系統靈敏度的影響，設計采取功率補償的方法對耦合器帶來的影響進行調節。功率補償的方法有兩種，一種是逐級功率補償，也就是處理過程中在耦合器前對該點的功率進行調節，先進行增益放大，再添加耦合器；另一種是在所有耦合器的最終輸出端添加一個低噪放大器，對模塊進行最終的一次性功率補償。

逐級功率補償方式由于其反復地放大衰減，造成系統功率的不穩定，隨著環境溫度的變化變化較大。從性能上分析，反復地放大衰減將抬高雜散功率，對系統的指標造成影響。

最終一次性功率補償方式可以有效地對由耦合器的插入損耗造成的系統功率衰減進行功率調節，使系統的雜散影響降到最低。另外該接收模塊由增益控制，輸出功率控制在-60 dBm以上，所以，不會有小信號輸出，單次功率調節對系統的影響可以忽略不計。

圖3 接收前端詳細電路設計

經過以上考慮，最終采用單次功率放大的方法來補償耦合的加入對功率的影響。多級定向耦合器的總插入損耗不大于6 dB，接收前端可通過放大器補償多級定向耦合器插損，因此多級定向耦合器對接收前端后級輸出功率影響較小。

為了研究耦合器對系統的影響，對定向耦合器進行了功率及相位測試。耦合器輸入頻率為3.5 GHz、功率為-20 dBm的連續信號，測試得到耦合端輸出的信號功率為-9.98 dBm，同時從耦合器輸出端測試到的信號功率為-20.57 dBm。由測試結果可知添加一個耦合器對主路信號的衰減值小于0.6 dB。測試結果如圖4～圖6所示。

通過以上的功率和相位測試可知，在3.1 GHz～3.5 GHz 頻段范圍內，耦合器的添加不會對主路信號的相位產生任何影響，單個耦合器的添加，會對主路產生不大于0.5 dB的插入損耗。通過功率補償，不會影響主路功率的變化。

3.2 增益分配設計

因接收機動態范圍大，且要求靈敏度較高，所以需要在接收通道中對增益進行分配，分配到射頻低噪放、頻率為3.9 GHz的第一中頻和頻率為70 MHz 的第二中頻中去。

接收前端通道設計中使用的限幅器的插入損耗為1 dB，低噪聲放大器增益為30 dB，混頻器的插入損耗為8 dB，中頻放大器組采用自動增益控制放大器，由圖3所示詳細電路設計圖可知通道總增益約為85 dB，滿足設計指標要求。

同時，為保證混頻器的本振功率處在合理范圍內，在接收前端的變頻過程中進行了檢波電路設計。在變頻過程中，檢波器將對輸入信號的功率進行采樣檢波，檢波的電平值反映出該采樣點的功率，同時，檢波電路中的模數轉換器對該電平值進行數據采樣，并對衰減器進行實時控制，從而實現對輸出功率的自動控制。

圖4 定向耦合器輸出端與耦合端功率對比圖

圖5 定向耦合器輸入端與輸出端功率對比圖

圖6 定向耦合器輸入端與輸出端相位對比圖

3.3 混頻雜散設計

雷達接收前端采用超外差式接收機變頻方式，通過兩次變頻將雷達目標信號下變頻至中頻信號，第一次混頻輸出固定頻率中頻信號3.7 GHz，該信號經窄帶濾波器濾波后與固定頻率3.97 GHz本振信號進行第二次混頻，混頻得到頻率為70 MHz中頻信號，該中頻信號經窄帶濾波輸出。因此混頻雜散主要由第一次混頻引起，通過混頻雜散計算軟件對接收前端的第一次混頻雜散進行軟件仿真計算。計算中輸入信號頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz，輸入信號諧波計算次數為3次，本振信號頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz，本振信號諧波計算次數為3次，計算輸出混頻雜散。

由圖7所示混頻雜散計算結果可知，設計中5次雜散抑制大于65 dB，滿足設計指標要求。

圖7 混頻雜散計算

4 性能測試結果與分析

設計研制的雷達接收前端達到的技術指標如表1所示。輸入的測試信號頻率范圍為3.1 GHz～3.5 GHz，功率范圍為-100 dBm～10 dBm，第一本振信號頻率范圍為7 GHz～7.4 GHz，功率范圍為-10 dBm～10 dBm，第二本振信號頻率為3.97 GHz，功率范圍為-10 dBm～10 dBm。

表1 測試結果

由表1可知，雷達接收前端整機測試結果符合設計要求。同時，該接收前端在變頻鏈路的低噪聲放大器與混頻器前后均設計了定向耦合器，用于進行射頻監測，共設計了6個射頻監測端口供外部設備進行測量分析。

5 結論

本文提出一種具有射頻監測能力的雷達接收前端技術，解決了現有雷達及雷達測試系統無法在接收過程中對復雜電磁環境的影響效應進行有效分析和測量的問題。該技術用于對多干擾源及多要素疊加的電磁環境作用下的接收機單通道特性及通道間的特性測試，測試結果可供雷達系統設計人員和調試人員參考分析，為提高雷達系統的整體性能提供了必要的測試手段[3]。同時，該接收前端基于CPCI總線架構，體積小、操作和控制方便，易于進行改進和二次開發。