一種改進型MOSFET隔離驅動電路研究

林 為

（佛山職業技術學院，廣東 佛山 528137）

0 引 言

MOS型場效應管（MOSFET）和絕緣柵雙極晶體管（IGBT）均屬于電壓控制型開關器件，具有開關速度快、功率容量大等優點，是各類開關電源常用的功率開關器件。這類器件的柵極驅動電路非常重要。驅動的好壞直接影響開關電源工作的性能指標（效率）、EMC特性以及可靠性。在開關電源高頻化、開關頻率不斷升高（高達50 kHz甚至100 kHz）的背景下，對驅動電路和驅動信號要求更加嚴苛。

由于采用絕緣柵結構，這類器件的輸入阻抗高，所需的靜態驅動功率很小。但是，由于各電極之間存在寄生電容，在開通和關斷過程中，驅動電路必須能夠對寄生電容進行快速充電或放電，因而對驅動電路的驅動能力有較高要求[2]。例如，器件開通時要求驅動信號具有陡峭的上升沿，且應能提供足夠大的電流對柵源極分布電容進行快速充電，確保器件快速開通，同時避免上升沿的高頻振蕩；關斷時，驅動電路要求快速的下降沿且能提供盡可能低阻抗的通路供柵源極分布電容快速泄放電荷，確保器件快速關斷。本文重點關注器件的關斷過程。

MOSFET的關斷特性主要取決于少子復合機理。當驅動柵極信號為0時，應設法使柵極電荷迅速被抽走，僅僅通過低阻抗通路泄放電荷不足以令開關器件迅速關斷。最有效的方法是給柵極信號加上一個反向偏置電壓。柵極反偏電壓越高，開關器件關斷越迅速，關斷時間越短，關斷損耗越低[3]。因此，為了最大限度減小開關損耗，MOSFET關斷時，給柵極加上反向電壓是驅動電路的主流要求。

1 目前的主流驅動方式

目前，MOSFET、IGBT的驅動方式通常有直接驅動、光耦隔離驅動、變壓器隔離驅動以及專用IC驅動等。

直接驅動是將PWM信號直接或經緩沖放大器后直接送到MOSFET柵極進行驅動，線路簡單。但是，驅動電路與功率開關管不隔離，容易產生干擾，存在安全隱患。為了給柵極加反向電壓，必須設計正負兩種電源，如圖1所示。

圖1 MOSFET直接驅動電路

光耦隔離驅動是將PWM信號經光耦隔離傳輸，再經放大后送到MOSFET的柵極進行驅動。這種電路比直接驅動復雜，但驅動電路與開關管隔離，具有抗干擾能力（但抗共模干擾能力較弱）。由于使用了光耦，它的信號延時較大[4]，速度慢（不適用于50 kHz及以上的頻率），同時需要增加懸浮電源，如圖2所示。

圖2 光耦隔離驅動電路

專用IC驅動使用專用的集成電路模塊，如TC4420、MIC4452、IR2110等，IC內部嵌入了光耦、放大器、過流保護等部件或模塊，使用方便，電路簡潔，但成本較高。圖3是一種MOSFET驅動芯片的內部結構，output端可直接驅動MOSFET。

圖3 一種MOSFET驅動芯片的內部結構

變壓器隔離驅動，如圖4所示。Q1為驅動管，PMW驅動信號從其基極輸入，N1和N2分別是變壓器的初級和次級，N3為變壓器磁復位繞組，Q2為需要驅動的MOSFET。

圖4 MOSFET變壓器隔離驅動電路

R1為防止柵極電壓高頻震蕩的阻尼電阻（相當于圖1的Rg和圖2的R3），R2既是驅動電路的模擬負載，也作為MOSFET關斷時柵極電荷泄放回路。

2 變壓器隔離驅動電路優缺點分析

圖4所示的MOSFET變壓器隔離驅動電路是一種正激式驅動電路，Q1關斷時及關斷后，變壓器次級回路實際上形成次級繞組電感和Q2G-S分布電容之間的LC阻尼振蕩，如圖5所示（通常變壓器漏感較小，防振鈴電阻R1取值很小，可忽略不計）。

圖5 Q1關斷時變壓器次級回路的等效電路

Q1關斷時，儲存在變壓器（勵磁線圈）的電流使N1的電壓反向。此時，次級繞組N2的同名端相對異名端變負，Cgs電容以初始電流I0向電感L放電，其電壓由+Vm下降到0時（請參照圖6），流經L的電流由I0增至最大，R2的電流則由初始值降到0，此時Cgs儲存的能量全部轉移到L；之后，L反方向對Cgs充電，R2電流反向增長，當L電流減小到與R2反向電流一樣時，電容充電完成，達到負壓最大值-V1；然后，Cgs再次反過來向L放電，電壓（負壓）逐步上升，直到下一周期開始。由于Q1關斷時次級有電流通路，去磁電路（圖4中的二極管D和N3）能否導通起作用，將視Cgs負壓最大值（-V1）對應的N3電壓而定。如果對應的N3電壓達到或超過（15+0.7） V，則D導通、去磁電路起作用，此時Vgs將被鉗位在-V1一段時間，直到去磁繞組N3的電流降到0，然后逐步上升到-V2（絕對值下降），下周期開始Cgs兩端的電壓變化曲線如圖6（a）所示。如果對應的N3電壓未達到（15+0.7） V，則去磁電路不起作用，磁化電流通過次級回路進行去磁，Vgs直接上升到-V2（絕對值下降），下周期開始，如圖6（b）所示。

圖6 Vgs電壓變化曲線

顯然，Q1關斷瞬間Cgs初次放電的放電電流對應勵磁電流的最大值。在變壓器、R1、R2和Q2相同的情況下，驅動信號占空比越大，Q1關斷瞬間的勵磁電流越大，Cgs放電電流越大，電壓下降的速度越快（t1、t2越小），負壓（-V1）越大；反之，占空比越小，G-S電壓下降的速度越慢，負壓越小，甚至無法令去磁電路導通，將導致MOSFET關斷速度明顯變慢。仿真結果也證實這個結論。

可見，圖4所示的變壓器耦合驅動電路結構簡單可靠，能實現驅動電路和功率主回路隔離，速度快，抗共模能力強，只需單電源即可提供Q2導通時所需的正壓和關斷時所需的負壓。但是，該電路存在以下缺陷：（1）隔離變壓器次級需要一個假負載R2，增加損耗；（2）當驅動信號占空比較小（脈寬較窄）時，將導致MOSFET柵極的關斷速度變慢。文獻[1]提到，不同占空比時，實測的MOSFET關斷時間toff（驅動電壓從10 V下降到0 V的時間，相當于圖6的t1時間），如表1所示。

表1 不同占空比時toff的變化情況

3 改進型MOSFET隔離驅動電路

如圖7所示，PWM控制信號從Q1基極加入，當控制信號為正脈沖時，Q1導通，變壓器繞組Np和Ns的同名端為正，Q3（MOSFET）獲得正向驅動電壓而導通。此時，Ns異名端為負，Q2截止，D2導通。驅動電壓通過MOSFET的G-S極、D2和Ns向電容C充電，極性為左負右正。當驅動信號為0時，Q1關斷，儲存在變壓器（勵磁線圈）的電流使Np的電壓反向，此時所有初次級繞組的同名端相對異名端為負，MOSFET關斷，D2反偏截止，Q2正偏導通。電容C在MOSFET導通期間充電，獲得的電壓Vc被反向加在MOSFET的G-S之間，柵極電荷經過Q2泄放，使MOSFET迅速關斷。同時，Ns上的反壓也通過R2反向加在MOSFET的G-S之間，促進MOSFET關閉。

圖7 改進型驅動電路示意圖

與圖4的驅動電路相比，圖7的改進型電路有兩個顯著優勢：

（1）利用電容C在MOSFET導通期間儲存能量，關斷時將C兩端的電壓反向加到MOSFET的G-S極形成反偏電壓，可有效克服圖4電路在驅動信號占空比小的情況下G-S電壓下降速度慢、負壓偏小而導致MOSFET關斷速度變慢的問題。在窄驅動脈沖的情況下，該電路也能確保MOSFET可靠關斷，減小關斷損耗。此外，本電路也無需額外設置負電源。

（2）電阻R2既起到加速MOSFET關斷的作用，又不會引起損耗。

4 結 語

本文從MOSFET驅動電路的要求出發，重點分析了傳統MOSFET變壓器隔離驅動電路在驅動信號關斷時的工作過程，指出該電路存在一個明顯缺點：在驅動信號占空比較小的情況下，Vgs下降速度慢，負壓偏小，會導致MOSFET關斷速度變慢，增加損耗。針對這一問題，文章介紹了一種改進型驅動電路，在驅動脈寬較窄（占空比較小）的情況下，能維持必要的柵極反向偏置電壓，確保MOSFET快速可靠關斷，減小關斷損耗。此外，該電路也適用于IGBT開關器件，可廣泛用于各類開關電源，包括交直流變換器、變頻器、不間斷電源等領域。