LTE中存在同信道干擾情況下的空頻分組碼和最大比接收機組合的性能比較*

陳 青

（南京郵電大學 通信與信息工程學院，江蘇 南京 210003）

0 引 言

為了滿足無線通信系統中指數級增長的業務，開發了LTE網絡技術。該技術通過引進先進技術如多輸入多輸出技術（MIMO）[1]和正交頻分多址技術（OFDMA）[2]等，來有效利用分配的資源。同時，系統容量和蜂窩覆蓋區域可以利用先進技術（如重用可用頻譜）得到明顯改善。通過采用上述先進技術，LTE中的數據吞吐量有所增加。因此，LTE網絡支持語音和數據業務的分組交換數據業務，還提供了1.4 MHz ～ 20 MHz的可用頻譜。

在LTE標準中，MIMO和OFDMA是用于實現所需數據速率、吞吐量和可靠性的有效技術。通過部署MIMO，可以在無線通信中實現空間分集。另外，LTE中的OFDMA系統通過建立信號之間的正交性，簡化了多載波傳輸系統。由于可用頻譜的重用，增加了系統容量。但是，由于蜂窩外傳輸造成的干擾導致蜂窩邊緣用戶性能下降。因此，研究了干擾對兩種重要方案績效的影響。空間頻率塊碼（SFBC）和最大比率接收機組合（MRRC）用于各種標準化信道的標準復合系統。蜂窩移動通信系統中的干擾大致可以分為兩大類：小區內干擾和小區間干擾（ICI），如圖1所示。當不同的用戶設備（UE）處于相同eNodeB的覆蓋范圍時，內部干擾出現，而ICI是由于從不同eNodeB到UE的信號傳輸造成的。ICI對小區邊緣用戶更突出[3]。LTE中的小區間干擾可以通過子載波間OFDMA的正交性來緩解，然而ICI限制了LTE網絡的吞吐量和頻譜效率，特別是對小區邊緣用戶[4]。因此，緩解ICI是改善系統性能的重要研究領域。當前，已有許多關于LTE網絡性能分析的論文，但是在存在共信道干擾（CCI）情況下的性能分析和比較仍然有限。

圖1 小區間和小區內干擾

本文評估在LTE網絡中存在CCI時，分集方案（包括發射和接收機）的性能。根據第三代移動通信合作計劃（3GPP）標準，通過考慮下行鏈路中的兩層傳輸的數據進行建模[5]，并在調制的數據流上發送分集。傳輸通過兩種不同的LTE信道模型實現，即EVA信道模型[5]和ETU信道模型[5]，且采用不同的多普勒頻率，如5 Hz和70 Hz。假設干擾源存在于相同的頻率范圍內，并通過繪制平均誤碼率（BER）來分析其對接收機解碼數據的影響。SFBC的性能與MRRC相比，是一種流行的接收機分集方案[6]。

本文的其余部分組織為：第1節描述系統模型；第2節給出LTE信道模型的概述；第3部分介紹系統的設計規范；第4節給出SFBC和MRRC的性能分析；最后，得到結論。

1 系統模型

SFBC[7]是頻率選擇性衰落信道上的無線通信系統的發射分集技術。它基于Alamouti編碼[6]，編碼發生在頻域，如圖2所示。在SFBC編碼中，通過具有相位修改的兩個不同的副載波頻率來發送相同的數據集，以在符號間建立不相關。表1列出了SFBC編碼方案。

圖2 空頻分組編碼

表1 空頻分組編碼

在這個系統模型中，使用正交頻分復用（OFDM）[8]。OFDMA的基本優點是其相對于相鄰載波的正交性，能夠通過多個載波進行傳輸而不會造成干擾。然而，由于信道時延擴展較大，子載波之間的正交性可能會丟失，從而導致高干擾[7]。OFDMA在發射機處使用逆快速傅里葉變換（IFFT）模塊，其中數學IFFT給定：

其中X(K)表示第k個副載波上的調制信號，k表示副載波索引，n表示IFFT的大小，且x(n)是第n個時刻要通過信道傳輸的OFDM樣本。A(K)是輸入調制數據矢量，這里使用正交幅度調制（QAM）。SFBC編碼在調制后應用，如表1所示，且所得到的編碼數據矢量以表格形式出現：

其中(·)*表示(·)和A1(K)的復共軛，A2(K)是IFFT之前的數據矢量在轉換為OFDM符號之分別通過天線1和2發射。關于A1,e(K)、A1,o(K)、A2,e(K)和A2,o(K)分別是A1(K)和A2(K)的偶數據矢量和奇數據矢量。

其中：

A1,e(K)和A2,e(K)構成整個數據流IFFT之后的數據作為OFDM符號傳輸，其中每個OFDM符號附加有3GPP標準中定義的循環前綴（CP），以避免符號間干擾（ISI）。選擇CP長度使其大于信道延遲擴展，以避免ISI。接收到的數據向量在快速傅立葉變換（FFT）之前給出，為：

其中*表示時域卷積，參數a1(n)和a2(n)分別是A1(K)和A2(K)的IFFT，W(n)是噪聲，i(n)是干擾。這種情況下，已經考慮了CCI，特別是小區邊緣用戶。認為Λ1(K)和Λ2(K)分別是信道響應h1(n)和h2(n)的FFT的對角矩陣。執行FFT后的接收數據矢量由文獻[7]給出：

就偶數和奇數分量矢量而言，可以被寫為：

其中I(K)和N(K)是噪聲和干擾的FFT。

為了數學簡化，假設：

假定信道響應在接收器處被估計或已知，則數據向量可以解碼為：

假定信道增益在相鄰子載波之間是恒定的，如Λ1,e(K)≈Λ1,o(K)和 Λ2,e(K)≈Λ2,o(K)，把式（12）、式（13）代入式（16）、式（17），結果為：

數據通過采用最大似然檢測準則[9]進行解碼，該準則類似于最優雙分支MRRC方案的準則，解碼數據表示為：

這里Z1和Z2分別代表干擾和噪聲分量。干擾對數據解碼的影響取決于干擾信號的強度以及它在所需信號范圍內的頻率范圍以及信道的延遲擴展和多普勒擴展。

2 LTE信道模型概述

全球移動通信系統（GSM）移動無線系統信道[10]的特點是在歐洲以COST-207名義開發的信道模型（RA、TU、BU和HT），其基于GSM的超高頻段8～10 MHz信道帶寬[11]。它已被擴展用于寬帶碼分多址（WCDMA）信道的表征[12]。這些信道模型通過其功率延遲剖面來指定室外傳播情景，情景在性質上呈指數衰減（群集）[13]。與相應權重相關聯的不同離散延遲抽頭，用于實現這些功率的延遲分布。

3 設計指標

所考慮的系統按照文獻[14]中的3GPP建議執行。在LTE中，傳輸發生在幀格式中，其中每幀跨越10 ms，且在LTE中有兩種基本幀結構：類型1，適用于頻分雙工（FDD）；類型2，適用于時分雙工（TDD）。類型1的幀結構適用于全雙工和半雙工FDD。在類型1幀中存在10個子幀，且每個子幀具有1 ms的時間段。每個子幀再由2個時隙組成，每個時隙跨越0.5 ms。因此，在幀結構中共有20個時隙。對于下行鏈路傳輸，采用10個子幀，并且對上行鏈路傳輸相同。上行鏈路和下行鏈路傳輸在頻域中分開。這兩種類型的幀結構和槽結構可參看文獻[14]。每個時隙都容納有特定數量的OFDM符號，這取決于所選CP的類型。在這些標準中，OFDM符號由“1”表示，且子載波由k表示。循環前綴有兩種類型，一種是普通循環前綴，另一種是擴展循環前綴[14]。LTE 支持 1.4 MHz、3 MHz、5 MHz、10 MHz、15 MHz和20 MHz等各種帶寬[5]。用戶數據通過物理下行鏈路共享信道（PDSCH）傳輸[14]。在FDD模式[15]中，系統在1 805～1 880 MHz的下行工作范圍內工作在III頻段，發射機和接收機之間的頻率間隔為95 MHz[15]。頻段III包括所有上述定義的帶寬。按照國際電信聯盟（ITU）關于全球無線電頻譜利用的無線電規則，它在印度用于通信。

4 仿真結果與分析

在不同參數和通道條件下，存在CCI情況時，利用MATLAB軟件對SFBC和MRRC進行性能分析。在這些仿真中，4-QAM的單個干擾被假定為小區邊緣用戶在整個20 MHz帶寬上干擾所需信號。該系統設計用于攜帶140個OFDM符號的一個幀結構。假設與天線無關，在EVA信道模型中共生成77個抽頭，其中只有9個是有效抽頭，而在ETU信道模型中共產生154個抽頭，其中僅有9個抽頭是有效抽頭。

通過仿真，與無干擾環境中的單個天線系統（無分集）進行比較，對分集發射方案SFBC與接收器分集方案MRRC進行性能分析。在無干擾環境下的仿真過程中，信號與干擾的比值（SIR）被視為信噪比（SNR），且在存在CCI的整個仿真過程中，始終保持15 dB的恒定信噪比（SNR）。在所有關于誤比特率（BER）的仿真中，都進行了500個樣本的實驗。隨著信道的多普勒擴展增加，OFDM性能惡化，并導致了高誤碼率[16]。副載波之間的復信道增益的變化會降低發射分集性能。仿真結果根據所考慮配置（2×1）和（2×2）中不同多普勒頻率（fD）使用的信道進行分類。

圖3～圖6顯示了通過EVA信道傳輸的、相對于MRRC（1Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）的SFBC（2Tx，1Rx）和SFBC（2Tx，2Rx）的BER性能。多普勒頻率分別為5 Hz和70 Hz。對于fD=5 Hz，圖3中的SIR MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2 Tx，1 Rx）上的增益為2 dB，但在高SIR時，SFBC具有10-3的恒定BER，MRRC具有接近10-4的恒定BER。在圖4中，低SIR下，MRRC相對于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持接近10-6的恒定BER，當fD=5 Hz時，MRRC保持接近10-7的恒定BER。圖5中，在低SIR下，fD=70 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC上具有2 dB的增益；對于高 SIR，SFBC（2Tx，1Rx）保持 10-2和 10-3的恒定BER，而MRRC保持在10-3以下的恒定BER。圖6中，在低SIR下，MRRC相對于SFBC具有3 dB的增益，且在高SIR下，SFBC保持10-4的恒定BER，MRRC保持接近10-5的恒定BER。增益變化與發射分集信號的功率有關，與特定頻率的接收機分集信號的功率有關，也與CCI信號強度有關。在低SIR時，兩個分集系統的工作等效；在高SIR區域，MRRC表現比SFBC好。如果SFBC編碼符號的功率與MRRC編碼符號的功率相同，則SFBC等同于MRRC。雖然這兩個系統都考慮了相同的多普勒和時延擴展，但是子載波之間的信道增益變化和CCI信號的強度影響發射分集的性能。

圖3 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖4 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=5 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖5 SFD（2Tx，1Rx）和MRRC（1Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

圖6 SFD（2Tx，2Rx）和MRRC（2Tx，2Rx）在EVA信道上的fD=70 Hz與CCI在15 dB信噪比下的性能比較

本實驗還研究了在ETU信道模型上，相同條件下，在多普勒頻率分別為5 Hz和70 Hz時，MRRC（2Tx，2Rx）和 MRRC（1Tx，2Rx）、SFBC（2Tx，2Rx） 和 SFBC（2Tx，1Rx） 的BER 性 能分析。結果表明，在低SIR下的fD=5 Hz，MRRC（1Tx，2Rx）在SFBC（2Tx，1Rx）上具有2 dB的增益。對于高SIR值，SFBC維持10-3的BER，MRRC保持BER接近10-4。對于2×2分集順序，MRRC在低SIR時具有比SFBC高3 dB的增益。對于高SIR，SFBC保持接近10-5的恒定BER，MRRC具有10-7的恒定BER。對于存在CCI時的70 Hz多普勒頻率，MRRC（1Tx，2Rx）在低SIR時的SFBC（2Tx，1Rx）增益為2 dB，并保持接近10-3的BER。高SIR區域，SFBC（2Tx，1Rx）維持 10-2的恒定BER。然而，圖6中對于fD=70 Hz的2×2配置，MRRC在BER為10-2時比SFBC有3 dB的增益，且在高SIR區域中MRRC具有接近10-6的恒定BER，而SFBC保持恒定BER為10-4。在ETU信道模型中，由于發射分集方案容易發生信道的延遲擴展，也由于CCI信號的強度，所以在CCI和不存在CCI的環境中，SFBC相對于MRRC性能差。在MRRC中，通過多個信道接收同一信號，接收信號的信號強度將遠遠好于SFBC接收信號的信號強度，因此性能更好。在ETU一個時隙中，延遲擴展超過CP規定的6個OFDM符號有7個OFDM符號。大延遲擴展導致信號損失正交性，從而出現ISI，降低系統性能。如果考慮擴展的循環前綴，那么由于無ISI的環境，延遲擴展的影響可以在系統上最小。

5 結 語

本文通過考慮干擾和不干擾來分析和比較SFBC和MRRC在LTE信道模型（即EVA和ETU）上的性能。MRRC的性能優于SFBC，因為在MRRC中兩個頻率中的信號傳輸2次，總功率是SFBC信號的2倍。然而，通過在接收器處使用多個天線，與SFBC相比，MRRC技術的硬件復雜度增加。在EVA信道模型中，兩種分集方案的性能都較好，因為時延擴展小于ETU信道模型中考慮的循環前綴符號數，MRRC的性能優于SFBC。此外，系統的性能隨著多普勒擴展的增加而惡化。如果采用擴展循環前綴，則可以減輕ISI，提高系統的性能。