GMR生物傳感器專用信號(hào)檢測(cè)電路系統(tǒng)設(shè)計(jì)

文 枰

(四川文理學(xué)院智能制造學(xué)院 四川 達(dá)州 635000)

0 引 言

GMR生物傳感器主要由GMR傳感芯片和信號(hào)檢測(cè)電路組成[1-3]，它的直接檢測(cè)對(duì)象是與待測(cè)生物分子結(jié)合的免疫磁珠[4-5]。GMR傳感芯片內(nèi)部由阻值在幾百歐姆至幾千歐姆的GMR磁阻條構(gòu)成惠斯通電橋結(jié)構(gòu)。利用磁珠磁場(chǎng)引起的敏感電阻改變，來實(shí)現(xiàn)目標(biāo)生物分子的檢測(cè)[6-7]。由于免疫磁珠的體積很小(粒徑為納米至微米量級(jí))，其被磁化后產(chǎn)生的附加磁場(chǎng)強(qiáng)度也極小，使得GMR芯片的輸出有效信號(hào)十分微弱(信號(hào)的幅值與施加的激勵(lì)磁場(chǎng)和免疫磁珠有關(guān)，通常在微伏級(jí))，且常常被湮沒在工頻噪聲及其諧波、激發(fā)信號(hào)及其諧波等強(qiáng)背景噪聲中，造成信噪比很低。因此，僅僅通過放大、濾波等常用的檢測(cè)方法不能滿足要求。另外，對(duì)于GMR生物傳感器來說，要求信號(hào)檢測(cè)具有一定的快速性和實(shí)時(shí)性。

鎖相放大是微弱信號(hào)檢測(cè)的重要方法[8-10]。雖然可以采用商用鎖相放大器對(duì)GMR生物傳感器的輸出信號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，但是商用鎖相放大器存在著體積大、價(jià)格昂貴等缺點(diǎn)，不利于GMR生物傳感器的集成化和微型化，難以滿足現(xiàn)場(chǎng)快速檢測(cè)的需求。可見，設(shè)計(jì)GMR生物傳感器專用信號(hào)檢測(cè)電路十分必要。

基于FPGA技術(shù)的數(shù)字電路具有穩(wěn)定性好、抗干擾能力強(qiáng)、處理速度快、體積小、可靈活定制等諸多優(yōu)勢(shì)。因此，本文根據(jù)GMR生物傳感器輸出信號(hào)的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一套基于FPGA的數(shù)字式微弱信號(hào)相關(guān)檢測(cè)電路系統(tǒng)。還設(shè)計(jì)了DDS、幅度檢測(cè)等核心模塊，并對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了聯(lián)合調(diào)試和測(cè)試。

1 雙通道相關(guān)檢測(cè)的原理

GMR生物傳感器的輸出信號(hào)頻率等于外加激勵(lì)磁場(chǎng)的頻率(本電路以頻率為2 kHz的激勵(lì)磁場(chǎng)信號(hào)為準(zhǔn)而設(shè)計(jì))，因此，本文采用雙通道互相關(guān)檢測(cè)技術(shù)[11]。如圖1所示，其核心為相關(guān)檢測(cè)器，主要由相敏檢測(cè)器(PSD)和低通濾波器(LPF)組成。

圖1 雙通道相關(guān)檢測(cè)原理圖

圖1中，Asin(ωt+θ)+n(t)為被測(cè)信號(hào)，由有用信號(hào)Asin(ωt+θ)和隨機(jī)噪聲n(t)組成。Bsin(ωt)和Bcos(ωt)為一對(duì)正交的參考信號(hào)。

被測(cè)信號(hào)分別與正交參考信號(hào)Bsin(ωt)和Bcos(ωt)進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算，即經(jīng)過相敏檢測(cè)器和低通濾波器(這里采用積分器實(shí)現(xiàn)低通濾波)之后，第一路的運(yùn)算結(jié)果為：

n(t)]Bsin(ωt)dt=(ABcosθ)/2

(1)

第二路的運(yùn)算結(jié)果為：

n(t)]Bcos(ωt)dt=(ABsinθ)/2

(2)

再將兩路運(yùn)算結(jié)果求均方根，且當(dāng)參考信號(hào)的幅度為1時(shí)，即當(dāng)B=1，可以直接得出被測(cè)信號(hào)的幅值：

(3)

由式(3)可知，采用雙通道相關(guān)檢測(cè)，可極大地抑制背景噪聲，且不受參考信號(hào)與待測(cè)信號(hào)相位差θ波動(dòng)的影響，具有很高的信噪比和穩(wěn)定性。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

整個(gè)電路系統(tǒng)框圖如圖2所示，包括前端信號(hào)調(diào)理、A/D轉(zhuǎn)換、FPGA數(shù)字處理。圖中虛線框內(nèi)表示FPGA內(nèi)部信號(hào)處理部分。

圖2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)原理圖

2.1 信號(hào)調(diào)理及A/D轉(zhuǎn)換

信號(hào)調(diào)理電路包括放大電路和帶通濾波電路。采用兩級(jí)放大：第一級(jí)采用儀表放大器芯片AD8429實(shí)現(xiàn)，設(shè)計(jì)放大倍數(shù)為501倍；第二級(jí)采用OP27構(gòu)成同相放大，放大倍數(shù)為4倍。采用AD公司生產(chǎn)的ADA4851-1芯片設(shè)計(jì)二階有源帶通濾波器，濾波器的中心頻率為2 kHz，通頻帶寬為200 Hz，通帶增益為20 dB。電路原理圖如圖3所示。A/D轉(zhuǎn)換電路用MAXIM公司生產(chǎn)的16位A/D轉(zhuǎn)換器MAX1179芯片實(shí)現(xiàn)。

圖3 電路原理圖

2.2 數(shù)字信號(hào)處理關(guān)鍵模塊

FPGA內(nèi)部信號(hào)處理部分主要包括帶通濾波、DDS、相敏檢測(cè)、低通濾波、幅值求解等模塊[12-14]。模塊代碼均采用Verilog HDL編寫。為了提高信號(hào)處理的速度，所有模塊采用流水線結(jié)構(gòu)編寫代碼。

2.2.1 數(shù)字濾波器

本文采用分布式算法設(shè)計(jì)FIR濾波器。帶通濾波器和低通濾波器均設(shè)計(jì)為64階的分布式算法濾波器。

設(shè)長(zhǎng)度為M×N的內(nèi)積為：

(4)

將式(4)中的乘積和分割成M個(gè)獨(dú)立的N階并行查找表，可得：

(5)

將64輸入的查找表分為8個(gè)并行的8輸入查找表。圖4為數(shù)字低通濾波器的仿真結(jié)果。

圖4 低通濾波器仿真結(jié)果

可見，頻率在通帶內(nèi)的信號(hào)幾乎無衰減地通過低通濾波器，而帶外信號(hào)被有效地濾除。

2.2.2DDS信號(hào)源

DDS模塊的輸出頻率fout是系統(tǒng)時(shí)鐘頻率fclk、相位累加器的位數(shù)N和頻率控制字K的函數(shù)，數(shù)學(xué)關(guān)系式為：

(6)

顯然N越大，頻率分辨率越高。綜合考慮輸出頻率分辨率和ROM查找表的容量消耗，DDS中的相位累加器和頻率控制字的位寬均取32位，ROM查找表的地址位寬取10位。系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為20 MHz，要得到頻率為2 kHz的正交參考信號(hào)，依據(jù)數(shù)學(xué)關(guān)系式可得頻率控制字(取整)：K=429 497。采用ModelSim軟件仿真結(jié)果如圖5所示，由圖可知，能夠準(zhǔn)確的產(chǎn)生兩路正交的參考信號(hào)，頻率均為2 kHz。

圖5 DDS仿真結(jié)果

2.2.3 信號(hào)幅值求解

采用CORDIC算法的向量模式來計(jì)算被測(cè)正弦信號(hào)的幅值。設(shè)A為需要旋轉(zhuǎn)的角度，當(dāng)旋轉(zhuǎn)到與x軸重合時(shí)，Y變?yōu)?，算法原理如下：

Xn+1=Xn-SnYn2-n

(7)

Yn+1=Yn-SnXn2-n

(8)

An+1=An-Snarctan(2-n)

(9)

經(jīng)過N次迭代過后，公式變?yōu)椋?/p>

(10)

Yn+1=0

(11)

(12)

式中：

(13)

如果A0=0，對(duì)于給定的X0和Y0，經(jīng)過N次迭代后CORDIC算法的輸出公式變?yōu)椋?/p>

(14)

將相關(guān)器輸出的兩路信號(hào)分別代入式(14)的X和Y，即可計(jì)算出向量(X,Y)的長(zhǎng)度，即待測(cè)信號(hào)的幅值。

綜合精度要求與FPGA內(nèi)部資源消耗情況，采用七級(jí)迭代CORDIC算法實(shí)現(xiàn)信號(hào)幅值求解。仿真結(jié)果如圖6所示。仿真結(jié)果與理論計(jì)算相符。

圖6 幅值求解模塊仿真結(jié)果

2.2.4 系統(tǒng)仿真

將各個(gè)模塊級(jí)聯(lián)，進(jìn)行系統(tǒng)仿真。仿真結(jié)果如圖7所示。可見，被測(cè)信號(hào)進(jìn)入相關(guān)檢測(cè)系統(tǒng)后，經(jīng)過一定時(shí)間后穩(wěn)定為直流輸出。輸出數(shù)字量的范圍為16 352～16 379，經(jīng)計(jì)算，相對(duì)誤差低于0.2%。

圖7 系統(tǒng)仿真結(jié)果

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及性能分析

為了檢驗(yàn)設(shè)計(jì)的檢測(cè)電路系統(tǒng)的性能，對(duì)該電路進(jìn)行了測(cè)試，測(cè)試平臺(tái)如圖8所示。采用美國(guó)安捷倫公司的Agilent-Keysight33621A函數(shù)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生正弦信號(hào)，并使用精密金屬膜電阻進(jìn)行100∶1分壓，從而獲得微伏量級(jí)的待測(cè)信號(hào)。

圖8 電路測(cè)試平臺(tái)

表1為輸入信號(hào)幅值分別為10、20、50、100 μV時(shí)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果。由測(cè)試結(jié)果可知，當(dāng)輸入信號(hào)為10 μV時(shí)，檢測(cè)的相對(duì)誤差比較大。隨著輸入信號(hào)幅值的增大，檢測(cè)的相對(duì)誤差呈減小趨勢(shì)。經(jīng)分析，產(chǎn)生誤差的主要原因有：信號(hào)調(diào)理電路的增益漂移、A/D轉(zhuǎn)換的量化誤差和FPGA內(nèi)部信號(hào)處理的誤差。

表1 實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果

4 結(jié) 語

針對(duì)GMR生物傳感器輸出微弱信號(hào)檢測(cè)問題，設(shè)計(jì)了GMR生物傳感器專用的數(shù)字化信號(hào)檢測(cè)電路，對(duì)電路關(guān)鍵模塊進(jìn)行了分析，完成了檢測(cè)電路設(shè)計(jì)。測(cè)試實(shí)驗(yàn)表明，該電路能有效地將微弱信號(hào)檢測(cè)出來，且檢測(cè)的相對(duì)誤差隨著被測(cè)信號(hào)幅值的增大而逐漸減小，當(dāng)輸入信號(hào)為100 μV時(shí)，檢測(cè)相對(duì)誤差為0.83%。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該電路具有良好的弱信號(hào)檢測(cè)性能，為GMR生物傳感器檢測(cè)系統(tǒng)的集成化和小型化奠定了一定基礎(chǔ)。