閉環霍爾電流傳感器的硬件電路設計

武 旭， 王林森， 居 鵬,2

(1.中國科學院 等離子體物理研究所，安徽 合肥 230031；2.中國科學技術大學 合肥物質研究院，安徽 合肥 230062)

0 引 言

作為世界上應用最廣泛、應用數量最多傳感器之一的霍爾電流傳感器，具有靈敏度高、精度高、溫度漂移小、工作壽命長、可靠性、安全性高等優點[1]。基于霍爾電流傳感器的以上優點，考慮到一般大電流傳感器不能交直流兩用，準確度等級、頻率范圍、響應速度，也很難同時滿足核聚變領域的需要。本文以閉環零磁通霍爾電流傳感器為基礎，設計出一種用于核聚變領域的大電流霍爾傳感器電路，此傳感器可測交直流電流。測量范圍高至±30kA，輸出信號準確度等級高、頻率范圍寬、響應速度快，同時解決了在大電流情況下，晶體管的大功耗散熱和電壓等級提高影響的問題，很好地滿足了核聚變領域的需要。

1 零磁通霍爾電流傳感器工作原理

1.1 霍爾效應現象

具體產生的過程為：將通電的半導體材料(一般制成半導體薄片)放入磁場中，磁場的方向與電流方向夾角成90°(這時霍爾效應最好)放置，這時由于導體中載流子受到洛倫茲力作用會發生偏移，在半導體薄片的兩邊會產生一個電壓差，在電場及磁場力的作用下載流子的運動達到一個平衡狀態，這一過程即為霍爾效應產生的過程，產生的電壓稱之為霍爾電勢[2],霍爾電勢Vh為

Vh=KhIB=Rh/d×f(L/b)×IB

(1)

式中I為通過霍爾元件的電流；B為垂直霍爾元件的磁感應強度;Kh為霍爾材料靈敏度系數。Kh=Rh/d×f(L/b),Rh為霍爾系數；L,b,d為霍爾元件的長、寬、高；f(L/b)為修正系數。

1.2 工作原理

如圖1所示為零磁通霍爾電流傳感器的工作原理。一次側的原邊電流I1在磁芯中產生的磁場B1與二次側4邊線圈中I2產生的磁場B2相平衡，從而使4個霍爾元件H始終保持零磁通的工作狀態。補償電流I2的產生方式：霍爾元件在感應到磁場的不平衡后，產生霍爾電壓Vh，經過比例放大和積分調節后，轉換為脈寬調制(pulse width modulation,PWM)信號用于驅動功率放大電路，再由功率放大電路提供相應占空比大小的電壓，最終形成二次側的電流I2。在整個傳感器系統穩定時，一次側和二次側的磁場始終保持平衡，即有N1·I1=N2·I2。

圖1 傳感器工作原理

考慮到使用的磁芯為正方形框體形狀，磁芯上不同位置處的磁場強度有所不同。為提高系統整體精度，本傳感器系統設計在磁芯的互為中心對稱的框體四邊的中點位置設置霍爾元件，共計4個霍爾元件，分別用來感受4點的磁場強度。以這4個霍爾電壓大小的和來衡量磁場的不平衡量，作為系統的反饋量。

2 系統硬件電路設計

整個電流閉環傳感器系統分為6個部分：1)霍爾器件供電電路，由恒壓源給霍爾元件提供工作電流；2)感應電路，一次側電流發生變化時，磁場平衡被打破，敏感元件感應到磁場不平衡從而產生霍爾電壓Vh；3)放大電路和積分調節電路，對霍爾元件產生的微弱霍爾電壓信號進行放大調節；4)PWM波產生電路，放大后的霍爾信號與載波通過比較器比較，后產生三電平的PWM信號；5)功率放大電路，PWM波驅動金屬氧化物半導體場效應管(metal oxide semiconductor field effect transistor,MOSFET)開通，形成一定占空比的電壓信號，加在補償線圈兩端從而形成反饋電流；6)反饋電路，依據磁平衡原理，利用二次側補償線圈產生的磁場對一次側磁場進行補償，使氣隙處始終處于零磁通狀態，其工作流程如圖2所示。

2.1 霍爾元件

霍爾元件是組成閉環霍爾電流傳感器的重要組成部分，本設計選用銻化銦為敏感元件材料的器件HW—302B，其采用單列直插式封裝形式。輸入采用電壓或電流兩種模式供電，最大輸入電流為20 mA，輸入、輸出阻抗為240～550 Ω，失調電壓為-7～7 mV，溫度系數為-1.8 %/℃，輸出霍爾電壓范圍為122～204 mV。由于采用電流源模式供電，引腳1,3為控制輸入端，引腳2,4為霍爾電壓輸出端，霍爾元件置于磁芯氣隙處，能最大程度地感應垂直穿過霍爾元件的磁場[3]，得到穩定的霍爾電壓。

圖2 傳感器工作流程

2.2 放大電路和積分調節電路

一次側電流發生變化時，磁場平衡被打破，敏感元件感應到磁場不平衡從而產生微弱霍爾電壓Vh，由于電壓很小，需要對此信號進行放大和調節，采用OPA2277高精度運算放大器。通過改變電阻值來改變放大倍數，OPA2277的1,2引腳之間跨接電阻器組成比例放大電路，6,7引腳之間跨接電阻器和電容器組成積分調節電路。本設計電路通過調節與電容器相連的可調電阻器來調整放大倍數，電路如圖3所示。

圖3 放大電路和積分調節電路

2.3 PWM波產生電路

設計的PWM波產生方式是用霍爾輸出放大信號與載波進行比較，產生一定占空比的三電平信號。如圖4所示，為載波調節電路，通過調節LF347的1,2引腳之間的可調電阻器RP3調節載波幅值，調節與6引腳相連的RP2改變載波的偏移量，引腳7輸出負載波(TRI-)，引腳8輸出正載波(TRI+)。

圖4 載波調節電路

如圖5所示，VERR與TRI+通過比較器LM393比較，比較后的信號經過處理產生PWM1和PWM3；VERR與TRI—通過比較器LM393比較，比較后的信號經過處理產生PWM2和PWM4。

圖5 PWM波產生電路

2.4 功率放大電路

如圖6所示為功率放大電路原理。該電路的供電電壓為正負直流電壓，其中VDC+,VDC-絕對值相等，0 V為0電位，功率放大電路采用正負向對稱的設計。為了在引出位置(即二次側線圈串聯采樣電阻)輸出正向或反向的電壓；4路PWM波驅動T1～T4，通過控制4個MOSFET的通斷來控制引出位置的電壓。具體工作原理以正向為例來說明：在需要產生正向電壓時，PWM2為高電平，MOSFET管T2一直開通，對應的PWM4為低電平，MOSFET管T4一直關斷。PMW1為設置好占空比的PWM波，用于控制MOSFET管T1，PMW3與PMW1為邏輯運算與非關系，此時的MOSFET管T3的狀態對電路無影響。T1開通時，電流方向：VDC+ →T1→T2→引出位置→0；T1關斷時，電流方向：引出位置→D1→T2→引出位置，形成續流回路；引出位置接二次側線圈，線圈電感很大，通過控制PMW1的占空比來實現控制二次側線圈上的補償電流。

圖6 功率放大電路原理

2.5 反饋電路

閉環零磁通霍爾電流傳感器采用磁平衡原理，被測電流產生的磁場需要通過二次側線圈電流進行補償，使霍爾元件在氣隙處始終處于零磁通工作狀態。當I1剛建立磁場，I2尚未形成時，霍爾元件檢測出N1I1所產生的磁場信號，經放大電路和積分調節，轉換為PWM波信號用于驅動功率放大電路，最終形成對應占空比大小的電壓[4]。由于補償回路是個線圈，通過線圈電流不會突變，因此I2逐漸上升，N2I2所產生的磁場補償了N1I1所產生的磁場，因此霍爾元件輸出減小，I2上升減慢。當N2I2=N1I1時，磁場達到平衡，霍爾元件輸出為零，但由于線圈的影響，I2會繼續上升，平衡打破(N2I2>N1I1)，形成過補償，霍爾元件輸出信號會變號，輸出功率放大電路使I2減小，在這種往復的過程中，氣隙處的霍爾元件會處于平衡點附近振蕩[5]。

2.6 霍爾元件補償

由于半導體特性和制造工藝等原因，霍爾電流傳感器在對電流測量時總是存在一定的誤差。為進一步提高霍爾元件的測量精度和靈敏度，往往需要對霍爾元件進行誤差補償[6]，其主要包括溫度補償和不等位電勢補償。

2.6.1 溫度補償

由于霍爾元件是有半導體元件制成，半導體材料的電阻率、遷移率、載流子的濃度都會隨溫度的變化而變化，造成測量誤差，因此需要溫度補償[5]。針對溫度變化導致的內阻變化，可以采用對輸入或輸出電路的電阻值進行補償。

1)輸入回路補償法

如圖7所示，采用恒流源供電，并聯分流電阻器R，設初始溫度為T0，霍爾元件的輸入電阻值為R0，霍爾電流為I0，霍爾元件靈敏度為K0，當溫度上升到T時，霍爾元件的輸入電阻值為R1，霍爾電流為I1，霍爾元件靈敏度為K1。則溫度在T0和T時有下式

I0=IR/(R0+R)，I1=IR/(R1+R)

(2)

K1=K0[1+α(T-T0)]，R1=R0[1+β(T-T0)]

(3)

式中 下標0,1分別為溫度為T0和T的有關值，α為霍爾元件靈敏度溫度系數，β為霍爾元件輸入電阻溫度系數。當溫度影響帶來的測量誤差完全補償時，不同溫度下輸出的霍爾電壓相等[7]。

圖7 輸入回路補償電路

2)輸出回路補償法

輸出回路進行溫度補償的電路，當溫度變化時，用熱敏電阻值Rt的變化來抵消霍爾電勢Vh和輸出電阻值R0變化對輸出電壓的影響，從而保持輸出霍爾電勢與溫度基本無關。

2.6.2 不等位電勢補償

不等位電勢是霍爾元件在加額定控制電流而外磁場為零時出現的霍爾電勢，稱其為零位電勢[8](及零漂)。在分析不等位電勢時，可將霍爾元件等效為一個電橋。輸入電極1,3和輸出電極2，4可看作電橋的電阻連接點，其相互之間分布電阻值R1，R2，R3，R4構成4個橋臂，當B=0時，理想情況下Vh=0，即4個電阻值相等。如果通入額定電流，而Vh不等于0，說明4個電阻存在差異，需要添加平衡電橋電路[9]。如圖8所示，通過對滑動電阻器的調節可以達到霍爾元件的電橋平衡，從而在B=0時，使輸出電壓Vh=0。

圖8 不等位補償電路

3 測量結果及處理

3.1 測量方法

1)選用的測試電源為高精度逆變電源，此電源可以輸出電流為正負直流、交流，輸出通過導線和負載相連，負載為一個大環形線圈，被測傳感器套在大環形線圈臂上(即電源輸出一個小電流用等效安匝法使電流加倍)；另外高精度逆變電源輸出導線上套有標準電流傳感器。

2)設計傳感器電路可以采集交直流信號；板卡控制電選用直流12 V，功率放大電路供電電壓為直流±80 V。

3)將設計傳感器的信號輸出端與精密電阻器相連，電阻器另一端接到±80 V電源的0 V電位上。分別采集精密電阻兩端電壓信號和標準電流傳感器輸出電壓信號。

3.2 測量過程

實驗在一次側高精度逆變電源輸出電流為正負直流條件下測試。接通電源使傳感器系統穩定0.5 h，調節高精度逆變電源，使電流輸出從0 A開始正向增加，每間隔5 kA停頓一下，等在該點穩定后讀數一次，依次順序電流達到30 kA，后退到0 A；電流從0 A開始負向增加，每間隔-5 kA停頓一次，等在該點穩定后讀數一次，依次順序電流達到-30 kA，后退到0 A。特別需要注意讀數時必須在每個電流點上保持電流穩定后讀取。

3.3 測量范圍和準確度等級(精度)

表1 電流測試數據

從表中可以看出：最大電流達到了±30 kA；最大相對誤差為0.44 %，出現在實驗中電流最小的點，且明顯有電流較小時相對誤差更大的情況。造成這種情況的原因是,零點漂移消除得不夠徹底，數據較小時，采集測量的零點漂移影響了傳感器的準確度等級，但整體準確度等級達到了0.5級(精度為0.5 %)。傳統傳感器測量范圍在±10 kA以下,即使范圍能到達±30 kA的準確度等級為1.0級。

3.4 頻率范圍

設計電流傳感器和標準電流傳感器輸出接示波器，調節高精度逆變電源使電源每次輸出交流電流為有效值40 A(大環形線圈上產生等效有效值約為21.3 kA的電流)，每次測試改變頻率。經過測試，觀察待測電流傳感器的輸出信號波形，當高精度逆變電源輸出電流頻率為20 kHz時，設計電流傳感器采到的輸出頻率為20.08 kHz，有效值為3.52 V(探頭衰減10倍，顯示為0.352 V)。經過計算，輸入輸出電流基本保持相等，說明此頻率下輸出信號的幅頻特性較好。當高精度逆變電源輸出電流頻率繼續增加，設計電流傳感器采到的輸出電壓有效值明顯減小，說明傳感器跟蹤失敗，輸出信號幅頻特性變差；但比傳統同類型±30 kA大電流傳感器(頻率范圍1 kHz)有很大的提高。

3.5 響應時間

指一次側電流為高頻交流或充電機暫態放電電流時，設計電流傳感器采到電流的時刻與標準電流傳感器采到電流時刻的時間差，定義為響應時間[10]。由于本傳感器設計的頻率范圍為20kHz，所以把高精度逆變電源輸出波形頻率設為20kHz條件下，經過多次測試得出一組時間差值，計算平均值得到反應時間小于5μs。

4 結 論

本文設計了一種測量范圍大、準確度等級高、頻率范圍寬、響應快的傳感器。經過測試，此電流傳感器測量范圍達到±30 kA，準確度等級到達0.5級，頻率范圍到達20 kHz，反響時間小于5 μs，并解決了在大電流情況下，晶體管的大功耗散熱和電壓等級提高影響的問題，此傳感器可以廣泛應用于核聚變領域。