潛艇典型高頻鏈逆變電源仿真研究

熊義勇，趙鏡紅

(海軍工程大學電氣工程學院，湖北 武漢 430033)

0 引 言

潛艇上只有一個基礎電源——蓄電池組直流幅壓電源，這種直流幅壓電源不可能直接滿足潛艇各類負載的要求，如潛艇在水下續航時，一般不開啟柴油機等發電設備，只能采用電力變換裝置將其變換為各種所需要的電源。潛艇以前一直采用直流-交流變流機組這種裝置獲得交流電，然而，這種變電模式振動噪聲大、設備體積重量大、轉換效率低等，不能滿足現代艦船要求[1]。靜止逆變電源具有電氣性能良好、高效節能、體積重量小等優點[2]，其使用的DC-AC變換器采用的是工頻變壓器。該變換器因體積較大而逐步被具有高頻環的逆變器所取代[3]。

目前高頻鏈逆變器系統結構主要有：電流型高頻鏈逆變器結構和電壓型高頻鏈逆變器結構 2 種。電流型高頻鏈逆變器功率開關電流應力大，輸出電壓波形失真度小，適用于小功率場合，電壓型高頻鏈逆變器輸出功率大、電壓紋波小、效率高，適用于中大功率場合[4 - 6]。文獻[7]提出了一種新型的串聯諧振電流源模式隔離的高頻鏈DC/AC逆變器，給出了輸出電壓及諧振電流的實時控制方案和相應的驅動信號邏輯組合方式，并闡述了關鍵環節參數的確定原則。文獻[8]提出了一種新型電壓型高頻鏈逆變電源以及相應的雙極性三電平控制策略。但是，高頻鏈逆變電路結構的復雜化，將不可避免出現逆變電源某些性能的下降，從而影響高頻鏈逆變器投入實際應用。因此，需要對高頻鏈逆變電源的輸入輸出端電壓、電流諧波性能、損耗、效率、頻率與整機體積等進行研究，提高改善電能質量。

本文介紹適用于潛艇的典型電壓型高頻鏈逆變電源的拓撲結構、工作原理、控制策略并制定了系統的電氣設計方案，通過Ansoft與Simplorer的聯合仿真方法對高頻鏈逆變電源變壓器電磁特性進行仿真分析，對同一電壓、不同開關頻率的變壓器勵磁電流特性進行分析研究，為變壓器的設計提供依據；分析高頻逆變電源的干線干擾及其抑制措施，同時對高頻鏈逆變電源系統進行原理仿真，并給出仿真結果，從而驗證了高頻鏈逆變電源方案的可行性。

1 拓撲結構選擇、工作原理

高頻鏈逆變電源作為潛艇交流電網的主要供電設備，所需功率比較大，基于此，設計潛艇用典型高頻鏈逆變電源的主電路如圖1所示。該高頻鏈逆變電源前級采用全橋PWM斬波電路；為了保證輸出交流電壓穩定且質量較好，后級采用正弦脈寬調制；蓄電池輸入濾波用以抑制高頻開關產生的高頻信號對電網的干擾。針對電源的單向功率傳輸，采用具有直流中間環節的單向電壓型高頻鏈逆變器[9 - 10]。

圖1 高頻鏈逆變電源拓撲結構Fig.1 Topology structure of high frequency link inverter

潛艇蓄電池電壓為某一電壓等級的寬幅壓，同時逆變電源負載和工作環境比較復雜，對逆變電源控制系統的適應能力、動靜態性能、穩定性、可靠性等具有較高的要求，因此采用前級直流電壓反饋調節PWM占空比和后級輸出交流電壓電流反饋調節SPWM調制比的方式進行控制。

高頻變壓器前后級均由 4 個功率開關管器件組成，V1，V4（V5，V8）作為一組，V2，V3（V6，V7）作為一組，每組同時導通和關斷進行信號控制。主電路輸入直流電壓經PWM逆變器斬波成10 kHz的高頻脈沖方波，經過中間高頻變壓器進行電氣隔離和能量傳輸，再經過全橋整流濾波輸出直流電壓到SPWM逆變器，經濾波器輸出標準的50 Hz正弦波電壓。

考慮到潛艇對電網波形質量的要求，采用前后兩級閉環控制系統的逆變電源。典型高頻鏈逆變電源控制電路[11 - 12]如圖 2 所示，控制電路采用 DSP2407，產生PWM調制信號和倍頻SPWM調制信號，經驅動電路隔離放大后控制逆變器的功率開關管。逆變電源采用前后兩級閉環控制方式，主電路整流濾波輸出側設置直流電壓傳感器，LC濾波輸出側設置電流傳感器和電壓傳感器，對輸出信號進行采樣，經調理電路后反饋到TMS320F2407A DSP的控制電路，實現閉環控制。

圖2 逆變電源總體結構圖Fig.2 Overall structure of inverter power supply

該系統方案的特點是：主電路結構簡單，控制方式靈活，前后兩級閉環控制保證逆變電源性能優良，可靠性高，整個裝置成本低廉[13]。

2 高頻鏈逆變電源系統仿真模型

Ansoft Maxwell是我國早期使用的計算電磁場有限元軟件，能利用矩陣準確快捷地求解電磁場，具有操作簡單、建模簡便、計算快捷準確、后處理功能強大的特點[14 - 15]。

利用Ansoft仿真軟件在二維瞬態場中建立變壓器幾何模型、設定材料屬性、指定邊界條件、網格剖分、設定求解選項，變壓器激勵源使用外置電路[16 - 18]。變壓器模型繞組匝數設置為10匝變比為1；變壓器所使用的鐵芯材料使用鐵基非晶合金材料，最大磁感應強度為1.6 T，在Material選項中自定義廠家提供的B-H曲線參數，一、二次繞組均采用銅導線繞組使用Ansoft自帶的Copper材料；模型的網絡剖分大小對仿真結果的精確度有很大影響，文中各區域均分配1 mm。分析采用 Ansoft Maxwell 12 與 Simplorer 8 聯合仿真方式，仿真時間設為100 ms、求解時間為2 μs，場信息保存時間步長為 1 ms（Ansoft與 Simplorer 的仿真時間同步），如圖3所示。

3 變壓器電磁特性仿真結果與分析

在變壓器體積、材料等參數都相等的條件下，針對某型潛艇電網，輸入175～320 V間不同幅壓的直流電壓E、改變PWM波的開關頻率f，對變壓器的磁感應強度Bm和鐵芯損耗PFe進行仿真分析，結果如表1所示。

圖3 高頻鏈逆變電源系統仿真模型Fig.3 Simulation model of high frequency link inverter power supply system

表1 不同電壓下變壓器的磁感應強度和鐵芯損耗Tab.1 Magnetic flux density and core loss of transformer under different voltage

從表1的仿真結果分析得：

1）當輸入電壓一定時，變壓器的工作磁感應強度隨著頻率的減小而增大，且在工頻時，磁感應強度進入磁飽和狀態。

2）在工作磁感應強度相同時，變壓器鐵芯損耗與工作頻率成正比；在相同頻率下，鐵芯損耗隨著工作磁感應強度的增大而增大。

3）在幅壓條件下，變壓器的飽和磁感應強度要大于最大電壓的工作磁感應強度。

輸入相同一次電壓下改變開關頻率，對變壓器的勵磁電流特性進行分析和研究。輸入電壓E=320 V，開關頻率f=10 kHz時的變壓器原邊電壓、原邊磁感應強度波形、原邊勵磁電流波形分別如圖4、圖5和圖6所示，原邊電壓是頻率10 kHz的方波，波形質量符合仿真輸入值；產生的磁感應強度是10 kHz的三角波，幅值是0.038 T；勵磁電流是與磁感應強度相對應的三角波，波形理想。

圖4 f=10 kHz 時變壓器原邊電壓Fig.4 Primary voltage of transformer at f=10kHz

圖5 f=10 kHz 時的原邊磁感應強度波形圖Fig.5 Waveforms of primary side magnetic induction intensity at f=10kHz

圖6 f=10 kHz 時的原邊勵磁電流波形圖Fig.6 Waveforms of primary excitation current at f=10kHz

圖7 f=50 Hz 時變壓器原邊電壓Fig.7 Primary voltage of transformer at f=50Hz

圖8 f=50 Hz 時的原邊磁感應強度波形圖Fig.8 Waveforms of primary side magnetic induction intensity at f=50Hz

圖9 f=50 Hz 時的原邊勵磁電流波形圖Fig.9 Waveforms of primary excitation current at f=50Hz

輸入電壓保持320 V不變，開關頻率為f=50 Hz時的變壓器原邊電壓、原邊磁感應強度波形、原邊勵磁電流波形分別如圖7、圖8和圖9所示，原邊電壓是頻率50 Hz的方波，電壓波形發生畸變；產生的磁感應強度是50 Hz的變形的三角波，幅值是5.164 T，變壓器已經工作在磁飽和狀態；勵磁電流因磁飽和而產生勵磁涌流現象。

通過以上分析可以得到：

1）當開關頻率在10 kHz時，變壓器工作在線性飽和區內，磁感應強度與勵磁電流變換成線性關系。

2）當開關頻率在50 Hz時，變壓器的磁感應強度超過了鐵心的初始飽和值，變壓器發生磁飽和現象，導致穩態勵磁電流波形也發生了畸變，出現了高于穩態勵磁電流數倍的勵磁涌流。

3）相同容量的變壓器，頻率與工作磁感應強度成反比。

圖10 未加 LC 濾波器時輸入電流Fig.10 Input current without adding LC filter

圖11 未加 LC 濾波器時輸入電流放大電路Fig.11 Input current amplifying circuit without adding LC filte

4 逆變電源系統仿真結果與分析

為了驗證本文的單向電壓源高頻鏈逆變器拓撲結構的可行性，需要在高頻鏈逆變電源系統模型中，輸入直流電壓 E 為 200 V，輸出電壓 Uo為 50 Hz 137 V 正弦交流電壓，載波頻率fc為10 kHz。

由于高頻鏈逆變電源的開關管輸出端接高頻變壓器，將不可避免的會產生勵磁涌流和尖峰電壓，對輸入端產生嚴重干擾，甚至會將開關管燒毀。這一現象在對電磁兼容有極高要求的潛艇上不允許出現，因此有必要對高頻鏈逆變電源的電磁干擾做出有效抑制。

圖10是未加LC濾波器時直流干線電流，圖11是圖10的放大電路，從圖中可以發現，輸入主干線上的電流值在開始時存在脈沖震蕩，電流有效值小于10 A，但電流諧波脈沖幅值很大，高達105A，甚至在20 ms時達到2×105A，如此高的諧波電流是高頻鏈逆變電源無法承受的，不僅會燒毀電源設備，還會損毀輸入和輸出端設備。

圖12是加入LC濾波器時輸入電流，可以看到輸入端在LC濾波后電流諧波明顯較小，最大諧波脈沖集中在0～30 ms，之后電流僅存在幅值很小的諧波。

圖12 加入 LC 濾波器時輸入電流Fig.12 Input current when adding LC filter

對比圖10和圖12直流干線加入LC濾波器前后的電流值，可以證明直流輸入LC濾波器能有效濾除直流干線上的電流諧波，能有效抑制高頻信號干擾。

圖13是變壓器初級電壓仿真波形，圖14是變壓器次級電壓仿真波形，變壓器在高頻開關作用下產生尖峰電壓，特別是在前 5 個周期產生的尖峰電壓脈沖較高，這也是直流輸入干線的信號干擾源之一，實際電路設計中需要對功率開關管增加RC緩沖電路，這樣不僅能減小電路諧波，還能延長功率開關管使用壽命。

圖13 變壓器初級電壓仿真波形Fig.13 Simulation waveform of transformer primary voltage

圖14 變壓器次級電壓仿真波形Fig.14 Secondary voltage simulation waveform of transformer

圖15 是整流濾波輸出電壓，圖中所示電壓在經過1個周期的調整后開始趨于穩定，電壓幅值在180～220 V之間震蕩，相對于要求的直流電壓存在一定差距，但并不影響逆變電源正常工作。

圖15 整流濾波輸出電壓Fig.15 Rectifier filter output voltage

圖16 是后級輸出SPWM波，由于受到輸入直流電壓值不穩定的影響，輸出SPWM波頂部和底部存在波動，波形質量符合實驗要求。

圖16 輸出 SPWM 波Fig.16 Output SPWM wave

圖17 是輸出電壓，電壓波形在經過 2 個周期的調整后達到輸出137 V，50 Hz的穩定正弦波的要求。

圖17 輸出電壓Fig.17 Output voltage waveform

5 結 語

本文設計典型高頻鏈逆變電源的拓撲結構并制定系統的電氣設計方案，基于Ansoft仿真軟件建立變壓器模型，利用Simplorer搭建高頻鏈逆變電源系統仿真電路，使用Ansoft與Simplorer的聯合仿真方法分析原邊一次電壓為PWM波的情況下，高頻變壓器磁飽和時的電場分布、磁感應強、勵磁電流、諧波、鐵芯損耗及飽和特性等，為高頻鏈逆變電源變壓器的設計提供依據；分析高頻逆變電源對干線的干擾并驗證了高頻逆變電源電路的合理性，為高頻鏈逆變電源應用于潛艇上的電磁兼容問題提供有效參考；同時對高頻鏈逆變電源系統進行原理仿真，并給出仿真結果，從而驗證了高頻鏈逆變電源方案的可行性。