基于LLC-DCT母線變換器的收/發模塊電源設計?

張 俊

（中國船舶重工集團第七二三研究所 揚州 225101）

1 引言

隨著現代信息技術和半導體器件的發展，高效率和高功率密度模塊電源已經成為推動分布式供電技術快速發展的關鍵因素［1～2］。艦載有源相控陣雷達領域中，大面陣多單元收/發模塊（T/R）廣泛采用分布式供電系統（DPS）架構［3～6］，一次電源采用高功率因數高效率的AC/DC模塊，二次電源采用高效率高功率密度的DC/DC模塊［7］，確保供電品質的同時，提高相控陣雷達的任務可靠性。單個收/發模塊采用多路電源供電技術，其中接收控制單元需要高穩定度、低紋波高質量低壓電源，發射單元中GaN功率放大模塊需要大功率脈沖直流供電，其特征為大脈沖電流、快上升沿、大占空比。由于艦載有源相控陣雷達天線陣面的尺寸進一步減小，陣面中收/發模塊單元數量進一步提高，對二次供電電源的體積、功率密度和可靠性提出了更高的要求。

LLC諧振變換器［8～10］的諧振軟開關特性使得它可以工作在更高的開關頻率下，并且獲得較寬輸入電壓范圍和較高功率密度，是一種十分有潛力的電源拓撲。LLC直流變壓器［10］（LLC-DCT）由于其恒定的直流增益，可以用作母線變換器，在整個電源架構中起到初次級隔離和等比例變換作用。對于LLC-DCT拓撲，開關頻率工作在諧振頻率時，不僅電路直流增益為1，其初級開關MOSFET實現零電壓開通，次級整流管實現零電流關斷，整個電路開關損耗最小，變換器效率最高。并且原副邊工作電流接近正弦波，其中電流高次諧波少，減少對外電磁干擾同時也降低 EMI設計難度［8，10～12］。LLC-DCT由于其不存在補償環路，不用調節電源開關頻率以改變電路增益以實現穩定輸出的復雜操作，其工作頻率可進一步提高。電源的控制簡化了調頻調寬操作，只輸出固定頻率、固定占空比、固定死區的驅動信號，可以選用簡單控制器實現，其可靠性也有較大提升。

本文結合大功率收/發模塊技術指標要求，采用LLC-DCT母線變換器技術，后級并聯多個BUCK同步降壓模塊結構，可以保證較高變換效率的同時很好地解決初次級隔離和多路輸出問題。結合LLC-DCT母線變換器特性分析，設計輸入電壓300V，輸出電壓28V和9V的高輸入電壓高功率密度兩路輸出收/發模塊電源。

2 電源方案設計

基于GaN功率放大器的收/發模塊，其供電技術指標：

表1 技術指標

針對DC300V高輸入電壓，電源模塊第一級采用LLC-DCT母線變換拓撲，等效變比10∶3，額定輸入電壓時，輸出電壓為45V，后級并聯兩路BUCK同步整流電路，分別輸出直流28V和9V。為了進一步降低直流9V電源的紋波，9V輸出端串聯線性穩壓器LDO。具體組成如圖2所示。

3 LLC-DCT母線變換器

針對收/發模塊電源300V高壓輸入和大功率輸出，設計采用高效率LLC半橋拓撲。半橋拓撲可以將開關管的電壓應力相對正激結構減少一半，變壓器使用率可以接近100%，變壓器的體積相對正激減少一半，有效開關頻率也能提高一倍［4］。LLC諧振變換器的兩個主開關管V1和V2構成一橋臂，如圖2所示，其驅動信號是占空比固定為0.5的互補信號，相比較傳統LC諧振電路，激磁電感Lm參與部分階段的諧振。當變壓器初級電壓被輸出電壓箝位時，即次級負載映射期間，Lm不參加諧振，Lr和Cr構成LC串聯諧振網絡；當變壓器不向次級傳遞能量時，即次級負載斷開期間，Lm電壓不被箝位，Lm、Lr、Cr共同參加諧振，諧振電感 Lr、諧振電容 Cr和變壓器勵磁電感Lm構成LLC諧振網絡。在LLC諧振變換器中有兩個諧振頻率，其中LC的本征諧振頻率［8］：

3.1 LLC-DCT的等效模型

根據基波近似理論，LLC-DCT母線變換器同LLC變換器一致，變壓器次級側直流負載可等效為初級側交流負載 Re=8n2Rloadππ2，并得到LLC-DCT的等效電路，如圖3所示。

由等效電路可計算得到不同工作頻率下的電壓增益［8］：

由增益公式可知，LLC-DCT的直流增益是Qe、fn、Ln的函數，諧振腔的參數固定后，參數Ln確定，Qe與后級直流負載大小相關。LLC-DCT工作在諧振點附近，在滿足實現初級開關管最小諧振電感的情況下，當Ln越大，勵磁電感Lm增大，導致變壓器勵磁電流減小。輕載時為了實現初級側開關管的ZVS，需要驅動脈沖的死區時間增加，變換器工作占空比減小，變壓器的利用率降低。當Ln越小，相同諧振電感Lr情況下，勵磁電感Lm減小，變換器向次級傳遞能量時，勵磁電流增大，開關管導通損耗增加。實際應用綜合考慮合適的死區時間設置和降低初級開關管導通損耗，Ln取值范圍一般為 0.1～0.2［9］。這里假設值為0.2，做出Qe和fn的直流增益圖，分析LLC-DCT母線變換器工作特性，如圖4所示。

結合LLC-DCT不同頻率下電路工作模式分析，LLC-DCT變換器可以工作在三個工作區［9］，對應初級開關管和次級整流管工作在不同的工作模式，如圖4所示。工作區1：初級開關管工作在ZVS模式，次級整流管非零電流關斷模式；工作區2：初級開關管工作在ZVS模式，次級整流管工作在ZCS模式；工作區3：初級開關管工作在硬開通模式和ZCS模式，次級整流管工作在ZCS，此工作區為容性工作區，設計時應避免變換器工作在此工作區內。由于主開關MOSFET工作在ZVS模式，開關損耗小，所以一般設計LLC-DCT工作在工作區1或2。

3.2 LLC-DCT工作區域選擇

由圖4可知，LLC-DCT理想工作點為本征頻率fn=1，即fs=fr時，此時電路工作增益M等于1，不同負載情況下，LLC-DCT的輸出電壓不變。由于諧振元件參數存在離散性（諧振高壓瓷片電容容值差異約±5%，平面電感感值差異約為±5%），實際本征諧振頻率范圍0.952fr≤fr-real≤1.052fr。考慮電源模塊批量化生產需要，需要通過頻率設置余量，確保電源模塊都工作在同一個模式下，簡化電路拓撲和驅動時序設計，提高可靠性。LLC-DCT諧振點fr附近存在兩個工作區：fs＞fr工作區 1；fs＜fr工作區 2，工作在兩種不同的工作狀態，主要區別為次級整流電路的不同工作模式。

LLC-DCT次級整流管考慮輸出電流的大小和輸出電壓高低，有兩種選擇：肖特基整流管和同步整流管。在高輸出電流情況下選擇低導通電阻的SR整流管作為次級整流管可以進一步提高效率。由于沒有輸出電感，SR整流管驅動信號時序不同于普通半橋電路的同步整流驅動。通常設計使用專用電流型同步整流芯片驅動SR整流管，但電路復雜。為了簡化電源設計，利用初級開關管驅動信號直接放大驅動SR整流管。

由于LLC-DCT不同工作區初級開關管和次級整流管工作狀態不同的特性，需要對不同工作區內LLC-DCT次級SR整流管工作狀態進行分析，確定實際工作區間。LLC-DCT工作在工作區2的LLC-DCT初級開關管關斷前，流經變壓器初級的電流等于變壓器勵磁電流，變壓器不再向次級傳遞能量，如圖5所示。此時次級SR整流管電流為DCM狀態，由于此刻整流驅動信號寬于實際SR整流管中的電流信號，SR整流管會出現反向電流尖峰，此刻電路次級存在較大損耗，并且增加SR整流管的電流應力，如圖6所示。當SR整流管中電流Is-reverse反向時，變壓器原邊感應出反向電流Ip-reverse。當反向電流Ip-reverse高于開關管V2的ZVS抽流電流Im時，回路中電流為零，諧振腔電流不能給V2管寄生電容放電，開關管V2不能實現ZVS如圖5所示。開關管的硬開通增加了原邊橋臂直通的可能，降低了變換器的可靠性。

LLC-DCT工作在工作區1，此時前級開關管帶電流關斷，流經變壓器的電流值大于變壓器勵磁電流，變壓器繼續向次級傳遞能量如圖7所示，次級MOS管工作在帶電流關斷狀態，沒有反向電流尖峰。當驅動信號為零后，電流流向由MOS管改為體二極管，損耗主要為體二極管的反向恢復損耗，如圖8所示。由于設計工作點靠近諧振點fr附近，LLC-DCT初級開關管關斷時刻，流經變壓器初級的電流接近變壓器勵磁電流，此時次級整流管中電流很小，次級整流反向恢復損耗很小。

4 樣機測試

基于LLC-DCT母線變換器，結合收/發模塊的實際負載特性，設計了一臺收/發模塊電源，使用通用PWM控制器產生PWM信號，初級開關管采用隔離變壓器驅動，同時PWM信號同時送至低壓驅動器，經放大后直接驅動次級SR整流管。LLC-DCT母線變換器后級接兩路BUCK同步整流電路。設計LLC-DCT的LC諧振頻率fr為250kHz，為了降低印制板層數，將變壓器初級印制線圈線圈獨立置于次級線圈一側，通過調節變壓器氣隙，測得平面變壓器勵磁電感120μH，漏感2.8μH，外接諧振電感15μH，此時諧振電感為17.8μH，諧振電容選用22nF。為了抵消器件離散參數的影響，設計實際工作頻率280kHz，LLC-DCT母線變換器工作在工作區1內，初級電流ILr波形如圖9所示，初級開關管關斷電流接近變壓器勵磁電流。

LLC-DCT母線變換器的效率如圖10所示，隨著負載電流增大，SR同步整流電流較肖特基整流電流效率有所提升。收/發模塊電源測試數據如下表所示，滿足設計指標。

5 結語

通過樣機試制，并結合電子負載測試，主要技術指標滿足相關設計需求。試驗證明工作在工作區1內的SR同步整流LLC-DCT保證初級開關管ZVS的同時，進一步降低后級整流導通損耗，提高了整機效率。電源模塊最終配合收/發模塊進行測試，證明相關技術指標和可靠性滿足收/發模塊的工作要求。

表2 樣機測試數據