STM32F103和TPS65251的多電源時序控制電路

(國電南京自動化股份有限公司，南京 210037)

引 言

隨著半導體技術的不斷發展，處理器的性能和復雜度越來越高，為了降低功耗，提高穩定性，處理器普遍采用多電源供電技術，一般按內核、外設、模擬部分(如PLL或ADC)、數字部分(如DDR、GPIO等)設計不同的電源，每個部分都有一個電源軌。這些電源的電壓等級不一定相同，一般內核的電源功耗大，因此電壓較低，如1.0 V或1.1 V等，而外設需要考慮處理器的接口與其他器件的電壓等級能兼容，一般以3.3 V或2.5 V等為主。芯片廠商對處理器的各路電源的上下電順序有嚴格的要求，忽視該要求會導致處理器不能正常工作甚至會被燒壞。

1 Zynq-7020的多路電源簡述

處理器所需的多路電源由開關電源模塊將交流220 V轉換成12 V，該12 V電源作為數字回路的總電源，使用TI公司的Buck轉換器TPS65251，將12 V轉換成所需的多路電源。多路電源一般有1.0 V、1.1 V、1.2 V、1.35 V、1.8 V、2.5 V、3.3 V、5 V等。本設計以Xilinx公司的Zynq-7020為例，其集成了基于處理系統(PS)的多功能Cortex-A9雙內核和基于Artix-7技術的可編程邏輯陣列(PL)。對PS部分，嚴格的上電順序是PS_VCCPINT、PS_VCCPAUX、PS_VCCPLL、PS_VCCOMIO1先同時上電，然后是PS_VCCODDR、PS_VCCOMIO0，這樣可以保證對電源的汲取電流最小，且I/O接口在上電時處在三態狀態中，PS_VCCPAUX和PS_VCCPLL必須是同一個電源。下電順序與上電順序完全相反。假如 PS_VCCOMIO1電壓等級與PS_VCCPAUX、PS_VCCPLL相同，則可以與它們同時上電和下電。但PS_VCCPAUX和PS_VCCPLL必須是同一個電源。PS部分電源上下電順序如表1所列。

表1 PS部分電源上下電順序

對PL部分，上電順序是PL_VCCINT、PL_VCCBRAM、PL_VCCAUX、PL_VCCO，這樣也可以獲得最小的汲取電流，確保I/O接口線在上電時處在三態狀態。假如PL_VCCINT和PL_VCCBRAM是同一個電源，則它們可以同時上下電。假如PL_VCCAUX和PL-VCCO是同一電源，它們也是同時上下電。注意下電順序與上電順序完全相反。PL部分電源上下電順序如表2所列。

表2 PL部分電源上下電順

PS和PL部分的電源是完全獨立的。PS的電源可以先于或后于PL的電源上電。PS和PL部分的電源互相隔離，這樣可以防止被破壞。因此結合表1和表2看，只設計4路電源就可滿足要求，分別是1.0 V、1.8 V、3.3 V、1.35 V，上電順序應該為1.0 V、1.8 V、1.35 V、3.3 V，下電順序應該為3.3 V、1.35 V、1.8 V、1.0 V。

2 硬件設計

2.1 原理簡圖

為了節約成本及滿足電壓計算的實時性，交流220 V電壓在被互感器隔離后用信號調理電路調理成為偏置值為1.5 V、峰值范圍在0～2.05 V的脈動電壓后接入STM32F103的ADC，考慮1.5倍的裕量，最大輸入電壓為交流250 V時，峰值為3.3 V。ADC還采集了12 V、1.0 V、1.8 V、3.3 V、1.35 V電壓。另外STM32F103輸出4根I/O接口線，IO_0 ～IO_3接轉換器的EN引腳，還輸出一根IO_4接口線用來控制看門狗芯片的動作。STM32F103自身的供電電源由第一片轉換器的Buck3輸出，EN3引腳直接上拉，Buck3始終使能。原理簡圖如圖1所示。

圖1 原理圖

2.2 輸入電容選擇

通過合理選擇并聯在開關電源模塊里的整流橋輸出側電容器的電容值，使輸入電源在裝置掉電后至少能持續輸出1.5 s，電容能量計算公式為w=0.5CU2，單位為焦耳，裝置功耗約為6 W，若要放電時間達到t= 1.5 s，因為W=P×t，則電容值選為C=6 W×1.5 s/(0.5×220 V2)≈217 μF，實際可以選取220 μF/450 V的電解電容。

2.3 轉換器TPS65251相關設計

(1)工作頻率設置

按公式ROSC(kΩ)=174×f-1.122計算頻率，設置工作頻率為500 kHz，需在ROSC引腳與地之間串聯電阻ROSC= 383 kΩ。

(2)輸出電壓設置

按公式R2=R1×(0.8 V ÷(VO-0.8 V))合理選擇每一路輸出反饋電阻R1和R2的阻值。對3.3 V輸出，R1=40.2 kΩ，R2=12.7 kΩ；對1.35 V輸出，R1=15 kΩ，R2=22 kΩ；對1.8 V輸出，R1=20 kΩ，R2=16 kΩ；對1.0 V輸出，R1=22 kΩ，R2=82 kΩ，電阻全部選用1%精度等級。

(3)限流保護設置

對Buck1按公式ILIM=180÷RLIM+1.3計算，設置ILIM為3 A，則RLIM為100 kΩ。對Buck2和Buck3，按公式ILIM=150÷RLIM+1.12計算，設置ILIM為2.5 A，則RLIM為120 kΩ。如果過電流延續10 ms以上，轉換器會關斷輸出10 ms后重新啟動。

(4)布局布線設計

電路板按4層板設計，內部兩層分別為GND和POWER。使用Cadence 16.6 Allegro軟件設計電路板文件，將VO和LX分別設置成銅皮(Shape)并放置在頂層，輸入電源VIN也設置成Shape并放置在POWER層上。VIN的濾波電容和VO的LC里的濾波電容應使用低ESR的陶瓷電容(如用X5R或X7R電容)，且盡量靠近轉換器放置，距離引腳不要超過50 mil。尤其重要的是芯片底部的POWER PAD與電路板頂層的GND網絡的Shape連接，該Shape一定要通過VIA與內部的GND層連接，這樣有利于降低芯片對GND的熱阻，增加芯片的散熱功能，本設計中該Shape共放置了35個外徑為0.05 mm、內徑為0.03 mm的VIA。

3 軟件設計

3.1 改進的方均根算法

STM32F103的ADC為12位的單極性SAR型ADC，為了保證有效值計算的精度，采用了改進型的方均根算法。方均根計算公式為：

設采樣頻率固定為fs=4.8 kHz(整周期時為96點)，而信號頻率f由CPU的Timer測量得出，f變化時整周期內的采樣點會隨之變化，為了提高計算精度，需要把整周期內不足一個完整采樣間隔的部分也考慮進去，則每周期波的采樣數量為：N.n = fs/f，其中N為整數部分，n為小數部分。考慮信號本身的偏置電壓及ADC采樣時產生的固有偏置量，程序實時計算總偏置量：

Uoffset ={ [U(0)/2+U(1)/2]+[U(1)/2+U(2)/2]+…+[U(N-1)/2+U(N)/2]+[U(N)/2+U(N.n)/2]*(N.n-N)}/N.n

由于U(0)=U(N.n)，則可化簡為：

U(N)*(1+0.n)/2]/N.n

則有：

U2={{[U(0)- Uoffset]2/2+[U(1)-Uoffset]2/2}+{[U(1)-Uoffset]2/2+[U(2)-Uoffset]2/2}+…+{[U(N-1)-Uoffset]2/2+[U(N)-Uoffset]2/2}+{[U(N)-Uoffset]2/2+[U(N.n)-Uoffset]2/2}* (N.n-N)}/N.n

同理化簡為：

{[U(N)-Uoffset]2*(1+0.n)/2}}/N.n

再開方求得U。經試驗得出，誤差小于0.5%。數據如表3所列。

表3 測量精度誤差

3.2 上下電控制邏輯

上電控制邏輯可以判斷12 V是否到80%額定值(即9.6 V)，如果到了且一直持續10 ms，則說明電源完好，依次拉高IO_0～ IO_3接口線，把1.0 V、1.8 V、3.3 V、1.35 V四路輸出電源的EN引腳電平依次使能，然后采樣這4路電源，均大于80%額定值時就把接口線IO_4拉高，驅動看門狗芯片的復位輸出接口線返回，使得Zynq-7020的復位過程結束，程序啟動起來。

下電控制邏輯是在運行過程中，如果交流220 V電壓小于80%額定值，為了躲過電壓的短時跌落，延遲200 ms后執行下電操作，即拉低接口線IO_4，復位Zynq-7020，再把4路輸出電源的EN引腳依次全部拉低，4路輸出電源輸出為0 V，處理器就全部掉電。或者是12 V、1.0 V、1.8 V、3.3 V、1.35 V的任意一路低于80%額定值，則立刻執行下電操作。

STM32F103的程序一直在上電控制邏輯和下電控制邏輯這兩個狀態間切換，上電控制邏輯狀態結束后進入下電控制邏輯，下電控制邏輯狀態結束后進入上電控制邏輯。程序流程圖如圖2所示。

圖2 程序流程圖

4 試驗結果

本設計的試驗結果包括如圖3所示的上電波形和圖4所示的下電波形。

圖3 上電順序波形

圖4 下電順序波形

結 語