基于tms320f28027的逆變電源制作

程星，黃要然，艾皓，謝作生（通信作者）

（廈門大學物理科學與技術學院，福建廈門，361000）

1 逆變電源的總體結構

本文設計了一個基于數字信號系統的單相逆變電源，可將15V直流電轉化為峰峰值為25V交流電。

該逆變電源主電路由驅動電路，單向全橋電路，濾波電路，輸出電壓測量電路構成。數字控制采用Ti公司的常用數字信號處理系統c2000tms320f28027進行PI控制后產生SPWM波形，采用自帶死區的IR2104驅動MOS管，經全橋逆變和LC低通濾波電路。輸出正弦波。整體結構如圖1所示。

圖1 逆變電源整體結構圖

2 單相全橋逆變主電路制作

圖2 逆變電源主電路

IR2104在8V以上電壓供電時輸出為一對自帶死區互補的控制信號，其輸出的高電平可達8V。采用IR2104可省去程序的死區設計。

輸入電壓為15V，在要達到輸出電壓為25V正弦波的情況下，電流最大可達2A。如此根據輸入輸出功率相等，輸入電流可達1.67A。按照兩倍裕量，應選擇耐壓大于30V，導通電流大于3.33A的N溝道MOS管，且要保證2104能使其完全導通。且導通后導通電阻需要極小。根據實際情況。選用IRF540N。其Vgs（th）為4V，耐壓Vds可達100V，導通電流可達110A。

3 驅動電路制作

采用IR2104的典型應用電路如圖3所示。

圖3 基于IR2104的驅動電路原理圖

注意必須要使用兩塊2104，并且輸入兩塊2104內的波應為互補的SPWM波形。其輸出N1，P2分別控制Q1，Q4同時導通。P1，N2分別控制Q2，Q3同時導通。原則上如果只采用一塊2104芯片時也可以使全橋在我們需要的模式下工作。那么它的高端輸出接Q1與Q4，低端輸出接Q2與Q3。但是當這一塊芯片沒有SPWM輸入時，其高端輸出為持續的低電平，低端輸出為持續的高電平，那么Q2與Q3會處于導通狀態，那么就無法時電路關斷，造成資源浪費。

而使用兩塊2104時，只要沒有輸入，電路就不會工作。符合我們的要求。

4 交流電壓采樣電路

此處輸出的正弦波電壓。我們需要對其進行采樣。但是因為它是正弦波，輸出的電壓有正有負，而dsp只能進行正電壓的數字轉換，所以不能直接對其采樣。具體的做法是：利用交流電壓互感器，先對輸出的25V峰峰值的交流電壓隔離變換為峰峰值為3.3V以下。再對其輸出端口中的低端給一個標準電平。

而28027的第一個端口即為一個準確為3.3V的基準電壓輸出。我們可用電阻或者運算放大器對其平分后為1.65V作為上述標準電平的取得。不需要另外再制作提供基準電壓的電路。

圖4 輸出電壓的采樣電路

5 交流電壓有效值計算

傳統的真有效值計算涉及真有效值芯片如AD637的運用。如此會大大增加電路的復雜性和對結果的干擾。本文采用的c2000系列的tms320f28027具有強大的浮點計算能力。采用合適的算法即可準確計算出輸出電壓有效值。具體如下：

前提須知本文采用的開關頻率為15kHz。300個載波周期為一調制波周期，控制AD采樣頻率與載波頻率一致。這對于28027是方便做到的。即每一個開關周期伊始發出一SOC信號使相應的的AD管腳開始采集信號后結果存入相應的ADCRESULT。然后在每一個EPWM的周期中斷內將此時的ADCRESULT值做相應的比例變換后存入設定的一個數組。此數組設為長度為300。其存入的300個值剛好為300個測量所得的電壓。對這300個按公式：

即可得出電壓有效值，其中Uref為點交流檢測電路中設定的偏移電平值。

6 SPWM控制方案

SPWM是應用于電源逆變的最廣泛的控制技術，其易于控制，能產生固定頻率的輸出且諧波較少的優點，所以本文擬采用SPWM控制。

SPWM通常的調制方式有：單極性調制，單極性倍頻調制及雙極性調制，其中雙極性調制控制簡單且諧波較低。所以采用雙極性調制方式。

具體的生成方式有：自然采樣法，對稱規則采樣法，不對稱規則采樣法。其中不對稱規則采樣法生成簡單，且諧波較低。所以擬采用不對稱規則采樣法。

圖5 不規則采樣法

其中：

Tc為載波周期，sω為調制波的角頻率，m為調制比在本文中為輸出電壓有效值與參考電壓經過PI調節后得出的數值。對于一個周期內的第i個交點有：

其中N為調制波與載波的周期比值。本文取300，那么一個周期內i的范圍可取為1到300。

具體DSP生成SPWM的方式是：每過一個Timebase clock，控制器進入epwm中斷，每次進入中斷后改變CMPA與CMPB的值為相應的值，即可在下一脈沖的Timebase clock生成相應的脈沖寬度的脈沖。而此處對進入中斷后進行數據處理的時間有極高要求，如果在此中斷進行較大的計算會產生較大延遲而使輸出的SPWM有較大偏差。所以并不建議采用實時求CMPA和CMPB的方法。而是在通過查表的方法求具體的CMPA，CMPB。具體公式為：

CMPA=period/2＊(1+m＊sina[i]) sina[]為與sin ωst1對應的數組。

CMPB=period/2＊(1+m＊sinb[i]) sinb[]為與 sin ωst2對應的數組。

7 PI調節

本文的設計方案中m調制比為控制量。

對于PID調節：

其中e（k）是輸出電壓與設定的電壓的偏差。

Kp能迅速反應誤差從而減少誤差；Kl適用于積分控制，用于消除誤差；KD可以減少超調量，克服振蕩，使系統穩定性提高，加快系統的動態響應速度，減少調整時間。

本文中僅采用PI調節，即KD為0。

8 電感電容值的選取

首先確定開關頻率為15kHz，載波與調制波頻率比值取300。那么調制波頻率即為我們需要的50Hz。

8.1 LC濾波電路

直流母線電壓通過單相橋式電路，由于橋式電路采用SPWM波控制，所以輸出為電壓幅值相等，而寬度不等的高頻脈沖。在這個波形里面，除了我們需要的50Hz的基本，還有其它高次諧波，所以需要在輸出端設置濾波器。我們采用LC低通濾波器。

圖6

取紋波電流為輸出峰值電流Iop的15%：

在雙極限調制中，濾波電感的大小為：

其中Vd表示輸入直流電壓，Vom表示輸出電壓峰峰值，m表示調制深度，N是載波比。

取得電感值為4mH，取截止頻率為開關頻率的1/10，則：

則可得：

根據實際參數，對電感電容進行適當調整，取得電容值為4.5μF，即為兩個225的CBB電容并聯。

8.2 直流電路處的穩壓電容

穩壓電容，要保證輸入直流電壓穩定，故取較大電容，并聯兩個1000μF，50V的電容。

9 控制系統軟件設計

DSP28027不僅具有強大的浮點計算能力，而且有增強型的高精度epwm輸出，且內置12位的ADC。可對輸入電壓與輸出電壓進行精準數字變換后實現過壓保護與PI調節并加以反饋。采用DSP28027可在多處取得方便。

程序設計是本文介紹的逆變器設計的重點。具體流程圖如圖7所示。

圖7 主程序流程圖

10 測試結果

圖8為實際測量得出的SPWM波波形，由于每個開關周期得占空比都在一定范圍內變化，所以在示波器上看來高低電平有一段重合。若調制比m為0.8，那么有重合得那一部分占全周期比值即為0.8。若m為1，那么全周期都會有重合。且對于高電平而言，其色彩亮度是從左至右由深入淺。

圖9為實際測量得出得結果，波形幾無失真。輸出電壓峰峰值為24.8，僅有0.2/25=0.008的相對誤差。其頻率為50.4，也僅有0.4/50=0.008的相對誤差。可見本文介紹的方式具有一定的實用性。

圖8 SPWM輸出結果圖

圖9 輸出電壓圖

11 結語

本文設計的單相逆變電源主要包含DC/AC逆變主電路，驅動電路，輸出電壓測量電路，輸出電壓有效值計算策略，SPWM控制策略，PI調節算法。整機系統測試結果證實了本文設計方案的有效性，樣機在輸出電壓波形、輸出電壓穩定精度、輸出頻率精度等方面均能達到設計指標。