通過RC充放電實現(xiàn)模數(shù)轉換方法的改良研究

陳遠浩

（林百欣科技中專，廣東汕頭，515041）

0 引言

模數(shù)轉換應用在數(shù)字電路和單片機智能控制等應用領域，作用非常大，以單片機為例，傳統(tǒng)的做法一般是采在專用模數(shù)轉換芯片或采用RC模式，這兩種方式各有優(yōu)缺點，前者優(yōu)勢是穩(wěn)定性一致性較好，抗干擾能力強，但是其缺點是成本高。玩具市場中，對價格特別敏感，具有量大，低成本的特點，為降低生產(chǎn)成本，常用簡單的電阻加電容來代替A/D轉換芯片。筆者長期從事單片機智能控制設計開發(fā)工作，在實際工作中逐步改良傳統(tǒng)RC模數(shù)轉換的劣勢，并實現(xiàn)抗干擾，高精度、低成本和批量生產(chǎn)時的一致性要求。

1 傳統(tǒng)RC模數(shù)方案存在的問題

圖1 傳統(tǒng)RC模數(shù)轉換原理圖

傳統(tǒng)的方法如圖1所示，采用2501B單片機的P2.0 輸出低電平時，電容C1 通過電阻R2、P2.0放電，當P2.0為高阻或高電平時，電流通過R1、R2給電容C1充電，隨著時間的推移，A點的電壓慢慢升高，當A的電壓與B點的基準電壓相等時,C點會發(fā)生跳變，P2.1用于檢測C點的跳變。單片機記錄從C1充電到P2.1發(fā)生跳變時間T，就可以計算出被測電阻R2的模數(shù)轉換值D。充放電曲線如圖2所示。

這種方法存在如下問題：第一、電源電壓VCC波動會影響充放電時間從而影響轉換結果，第二、電容C1漏電或者低價電容的誤差比較大時,對轉換結果影響非常大，而高精度電容的價格又較高。第三、環(huán)境溫度的變化也會影響轉換結果，第四、轉換時間較長（如參考文獻中[1]中所述的一個通道轉換時間10mS），如果按航模標準，遙控器的發(fā)射信號的時間間隔不能超過20mS，而大多數(shù)的遙控汽車、遙控船、遙控玩具飛機的A/D通道數(shù)都超過3路，則需30毫秒的時間才能完成轉換。第五、成本仍然偏高，因為使用了比較器，其成本比A/D轉換芯片相差不大。

圖2 RC充放電曲線

2 RC模數(shù)轉換方法的改良策略

2.1 改良基本思路

基于以上傳統(tǒng)RC方案的缺陷，筆者提出用單片機端口提供充電電流，通過參考通道的轉換數(shù)據(jù)來修正目標通道的轉換結果的改良策略，其電路原理圖如圖3所示，以SONIX的SN8P2501B單片機，實現(xiàn)W1電位器的模數(shù)轉換為例；電路中P2.0用于電容的放電，兼用于檢測電容C9是否已充電到高電平的電壓，P2.1作為參考通道接5.1k的參考電阻，P2.2端口接待轉換的電位器W1，R1為保護電阻，預防W1為0時的電流沖擊。

電路基本工作方案是：當設置P2.1、P2.2為高阻狀態(tài)，P2.0為低電平時，電容C9通過電阻R5放電；放電完成后，設置P2.1輸出高電平給C9充電，同時P2.0改為輸入狀態(tài)，檢測C9上的電壓是否已充到單片機的高電平輸入狀態(tài)，單片機記錄從P2.1開始給C9充電到P2.0檢測到高電平的時間TR6，即為參考通道電阻R6的充電時間。同理，當設置P2.1為高阻，P2.2為高電平，P2.0為輸入狀態(tài)時，P2.2通過電位器W1、電阻R1給電容C9充電，單片機記錄從P2.2開始給C9充電到P2.0檢測到高電平的時間TWR1，即為目標通道電位器W1電阻R1的充電時間。

圖3 改良后的RC模數(shù)轉換電路圖

2.2 解決電源干擾的依據(jù)與方法

該單片機的內(nèi)部引腳電路結構如圖4所示。

圖4 SONIX2501B引腳內(nèi)部電路結構

P2.0～P2.5都有內(nèi)置上拉電阻，可以通過指令使能。使能后等效電路如圖5，電容C9充電時間正比于單片機的電壓VDD，另一方面，根據(jù)SONIX2501B單片機的電氣特性，P2.0檢測到高電平的條件是T的電壓Vt>=0.7VDD，也是正比于單片機的電壓VDD，即當電源電壓VDD升高時，雖然充電快了，但同時P2.0所需的高電平電壓Vt也相應升高了，所以電源的波動對轉換結果沒什么影響。

圖5 單片機使能上拉電阻后的等效電路

2.3 解決電容誤差、環(huán)境溫度影響轉換結果的方法

引入?yún)⒖纪ǖ溃丛黾覴6通道做模數(shù)轉換。如在圖5中，當C9的電容誤差、環(huán)境溫度等因素影響W1所在通道的充電時長時，也同等程度影響了R6所在通道的充電時長，所以，程序中可根據(jù)R6通道所受影響程度來修正W1通道的數(shù)值。具體說就是根據(jù)TR6來修正TWR1。

2.4 縮短轉換時間的方法。

C9放電時不走充電時的大電阻路徑（R1、W1），而是通過一個小電阻R5（100歐）走P2.0端口放電，平均放電時間縮小為1/26，故提高整體轉換時間。

3 改良RC模數(shù)轉換的實際案例

圖6 通用4通道遙控電路原理圖(模數(shù)轉換部分)

圖6是我廠生產(chǎn)的通用4通道遙控電路原理圖(模數(shù)轉換部分)，通過給電容C9充放電的計時，實現(xiàn)W1、W2、W3、W4共4路的模數(shù)轉換。本方案有如下特點：（1）為節(jié)省I/O端口及原材料，4路轉換共用一個充放電電容C9，共用一個放電電阻R5。（2）P2.0端口既為檢測C9是否已充電到高電平的檢測端口，又是C9的放電通路。（3）為縮短放電時間，提高整機運行速度，采用100歐姆小電阻放電。（4）為了降低生產(chǎn)成本，提高產(chǎn)品的競爭力，C9采用了低成本的瓷片電容，（5）加入電阻R6作為參考通道，通過比例換算巧妙解決了電容誤差、溫度、濕度等外部環(huán)境對轉換結果的影響。

電容C9的充放電波形如圖7所示，前4個鋸齒波分別是W1、W2、W3、W4所在通道的充放電曲線，第5個鋸齒波是參考通道R6的充放電曲線，電位器阻值為0歐或者5K時的鋸齒波分別如第1個、第2個鋸齒波。本實例5個鋸齒波總共時長在9mS以內(nèi)，滿足航模20mS以內(nèi)的要求。

單片機時鐘采用內(nèi)部高速16MHz，4分頻，實測電路的A/D轉換精度接近10位，即1024級。

圖7 C9的充放波形圖

實例中單片機2501B的端口分配如表1所示。實例程序、流程圖中涉及的變量定義如表2所示。實例的程序流程圖如圖8所示。

表1

圖8 流程圖

表2

實例的編程過程

（1）系統(tǒng)初始化

①、各變量TR6、TWR1、TWR2、TWR3、TWR4等賦值0；②、因各通道端口通過電阻相連，為避免各通道充放電時的相互干擾，將相關端口P2.0～P2.5置為高阻模式,并全能上拉電阻。

（2）檢測參考通道值TR6，即檢測P2.1端口通過電阻R6給電容C9充飽電的時長。

第一步，P2.0端口設置為輸出模式，同時P2.0端口置0,即置為低電平，并延時1毫秒時間，讓C9上的電荷通過100歐的小電阻R5從P2.0端口快速放掉；第二步，放電完成后，P2.0端口恢復為高阻輸入模式，為檢測C9是否已充飽電做準備；同時，P2.1端口設置為輸出模式，端口置1，即置為高電平，P2.1端口電流開始通過5.1K的電阻R6給電容C9充電；第三步，檢測判斷P2.0端口是否為1(高電平狀態(tài))，如果為0，表示電容C9尚未充飽電，則變量TR6的數(shù)值加上1，（TR6=TR6+1）,然后重復第三步；如果檢測P2.0的結果為1,表示P2.1端口電流已通過電阻R6給電容C9充飽電，此時TR6的大小值就是R6給電容C9的充電時長。

（3）類似于上面的3.4.2方法，檢測記錄出第1至4通道的充電時長TWR1、TWR2、TWR3、TWR4。

（4）數(shù)據(jù)處理

①根據(jù)參考通道時長TR6，修正計算出各電位器充電時長TW。

R1、R2、R3、R4為100歐的保護電阻，先算出給C9充電時100歐電阻所消耗的時長T100，TR6是5100歐（5.1k）所消耗的時長，所以5100:TR6=100:T100，T100=100＊TR6/5100，5.1k=5k+100歐，故阻值為5k時所需時間TR5K=TR6-T100。因第一通道是W1串聯(lián)R1,故TWR1=TW1+T100，得出TW1=TWR1-T100，同理，TW2=TWR2-T100，TW3=TWR3-T100，TW4=TWR4-T100。

②根據(jù)產(chǎn)品的精度要求，按比例換算出各電位器的模數(shù)轉換結果ADW。

本實例的A/D轉換精度要求為256級，從0～255間變化，即TR5K等效于255，故TR5K:TW1=255:ADW1，得出電位器W1的模數(shù)轉換結果數(shù)值ADW1=255＊TW1/TR5K，同 理 ADW2=255＊TW2/TR5K，ADW3=255＊TW3/TR5K，ADW4=255＊TW4/TR5K。

4 結束語

本文介紹一種經(jīng)過改良的單片機數(shù)模轉換技術，其特點是低成本，高精度和實用性，目前本方案已應用在遙控航模飛機、遙控汽車、遙控船、四軸飛行器等多種玩具產(chǎn)品中，數(shù)量超百萬套，產(chǎn)品已銷往世界各地，歷經(jīng)嚴寒酷暑考驗，性能穩(wěn)定，本方案生產(chǎn)的電子產(chǎn)品，也已通過美國的FCC、歐盟的CE、RTTE、日本的PSE認證。本方案的物美價廉，成功幫助所在電子廠在激烈的市場中保持競爭優(yōu)勢。