移相全橋ZVS倍流整流電路的PSpice仿真研究

王海濤，張一鳴，高俊俠，李佳鵬

（北京工業大學信息學部，北京 100124）

0 引 言

移相全橋軟開關是軟開關技術中發展成熟、應用廣泛的一種技術，實現方式有零電壓開關和零電流開關。當前，應用比較廣泛的移相全橋軟開關全波整流變換器存在部分問題，如空載時無法實現軟開關，重載時存在占空比丟失及高頻整流二極管寄生振蕩等[1-3]。本文研究的倍流整流變換器可以在全負載范圍內實現軟開關，具備良好的空載特性，且不存在占空比丟失和二極管寄生振蕩的問題。

1 移相全橋零電壓軟開關倍流整流電路及工作過程分析

1.1 電路拓撲結構

電路拓撲結構如圖1所示，S1～S4為4個IGBT，Ds1～Ds4為 IGBT反并聯二極管，Cs1～Cs4為諧振電容，L1k為變壓器漏感，其值包括了變壓器漏感。T為高頻變壓器，DR1和DR2為高頻整流二極管，L1、L2和Cf分別為兩只濾波電感和濾波電容，RL為負載，Udc為一級直流母線電壓，ip為一次側電流，up為一次側電壓，UAB為逆變橋輸出電壓，us為二次側電壓，N為變壓器原副邊匝比，Uo為輸出電壓，Io為輸出電流。與移相全橋零電壓軟開關全波整流變換器相比，去掉了諧振電感，整流電路形式為倍流整流。

圖1 倍流整流電路的拓撲結構

1.2 電路工作過程

一個周期內，主電路共有12個開關模態[4]。由于電路具有對稱性，因此此處僅對半個周期中的幾個模態進行分析，如圖2所示。

為了便于分析，作如下假設：

（1）所有器件均為理想器件；

（2）L1=L2=Lf；

（3）Cs1=Cs2=Clead，Cs3=Cs4=Clag；

（4）輸出濾波電感足夠大，可以將輸出電壓看作恒壓。

t0時刻前，S1和S4導通。一次側電流ip由S1、一次側繞組、隔直電容Cb及S4共同決定。DR2導通，DR1截止，一次側向二次側傳遞能量。

[t0,t1]階段，在t0時刻關斷S1，由于諧振電容Cs1的存在，S1兩端電壓不能突變，可實現零電壓關斷。S1關斷后，ipip給Cs1充電，給Cs2放電，也給阻斷電容Cb充電，該過程中uCb上升。

[t1,t2]階段，Ds2導通后，可以實現S2零電壓開通，S1和S2之間的死區時間td應該大于t01。此時，S2雖已開通，但ip仍經Ds2續流。在此階段，因DR1和DR2同時導通，二次側被鉗位在零電平，導致一次側電壓也為0，Cb的電壓施加在L1k上，Cb和Lr諧振工作。

[t2,t3]階段，由于ip經Ds2、一次側繞組、S4和阻斷電容在一次側回路形成環流，使得UAB=0。另外，DR2已經截止，DR1仍在導通，負載電流全部流過DR1，濾波電感上的電壓近似為-Uo，兩只濾波電感的電流都線性下降。

[t3,t4]階段，在t3時刻關斷S4，由于Cs4兩端電壓為0，S4零電壓關斷。ip給Cs4充電，給Cs3放電，同時給Cb充電，uCb上升。該過程中，ip=iL2/N。由于L2很大，iL2基本維持不變，ip也維持不變。

[t4,t5]階段，Ds3導通后，S3可以零電壓開通。S3和S4的死區時間td應大于t23。雖然S3已開通，但ip仍經Ds3流通。在此開關模態中，iL1線性減小，iL2線性增大，而ip=-iL1/N，故ip亦線性下降，Cb電壓繼續上升。

[t5,t6]階段，S2和S3都已導通，iL1開始線性下降，iL2線性增加。ip負向線性增加，uCb開始下降。到t6時刻，S2關斷，進入下半周期。

2 移相全橋軟開關倍流整流電路的PSpice仿真研究

2.1 仿真電路的搭建

移相全橋零電壓軟開關倍流整流變換器仿真電路如圖3所示[5]。其中，超前橋臂和滯后橋臂的死區時間分別為3 μs和2 μs，移相時間為5 μs，輸入直流電壓為1 000 V。

圖2 倍流整流電路的工作過程

圖3 倍流整流變換器仿真原理圖

2.2 仿真結果分析

圖4給出了重載時逆變橋輸出電壓UAB、一次側電流ip以及滯后管電壓us4及其驅動信號的仿真波形。從圖4的上半部分可以看出，在逆變橋輸出電壓零電平期間，因濾波電感電流反方向線性增加，使得一次側電流沿原方向也線性增加，為滯后管零電壓開通創造了條件，可以從圖4下半部分滯后管的電壓波形上得到驗證。在S4驅動信號的高電平到來前，S4兩端的電壓已經為零電平，表明滯后管工作在零電壓開通狀態。在S4驅動信號為低電平后，S4兩端緩慢上升至直流輸入電壓Udc，表明滯后管工作在零電壓關斷狀態。滯后管開通后，一次側電流在阻斷電容電壓和一級直流母線電壓的共同作用下，線性減小到0，之后開始反向線性增加。在重載情況下，逆變橋的工作波形與理論分析一致。

圖5給出了重載時逆變橋輸出UAB和變壓器二次側電壓us的仿真波形。可以看出，逆變橋輸出電壓的占空比和變壓器二次側電壓的占空比幾乎沒有差別。即使在高頻整流二極管沒有緩沖電路的情況下，二次側電壓us沒有出現因整流二極管反向恢復而導致的電壓尖峰和振蕩。在重載情況下，逆變橋輸出電壓UAB、二次側電壓us的工作波形與理論分析一致。

圖4 逆變橋工作波形

圖6 給出了重載時阻斷電容電壓和一次側電流的仿真波形。可以看出，在UAB=0期間，一次側電流ip在阻斷電容的作用下迅速線性減小，使得整流二極管實現自然換流。因為不會引起高頻二極管出現反向恢復電壓尖峰和寄生振蕩，成為優于全波整流變換器的一大特性。這時，另一濾波電感的電流反射到一次側，實現滯后管的零電壓開關。在重載情況下，變換器一次側電流ip和阻斷電容電壓uCb的工作波形與理論分析一致。

圖7給出了變換器在空載時逆變橋輸出電壓UAB、一次側電流ip、滯后管電壓us4及其驅動信號的仿真波形。可以看出，在UAB=0期間，一次側電流ip基本維持不變，為空載情況下實現所有開關管的零電壓開關創造了條件，可以從圖7下半部分滯后管的電壓波形上得到驗證。在S4驅動信號的高電平到來前，S4兩端的電壓已經為零電平，表明滯后管工作在零電壓開通狀態。在S4驅動信號為低電平后，S4兩端緩慢上升至直流輸入電壓Udc，表明滯后管工作在零電壓關斷狀態。對比圖4和圖7滯后管的電壓可以發現，滯后管在重載情況下，它的電壓在剛剛降至零電平時，驅動信號高電平就來到；而在輕載情況下，它的電壓在降至零電平后，過一段時間驅動信號高電平才來到。這表明滯后管在輕載情況下實現零電壓開通存在較大的時間裕量，也說明滯后管在輕載情況下比重載情況下更易實現零電壓開關，驗證了上文的理論分析。

圖6 逆變橋輸出電壓、一次側電流和阻斷電容電壓波形

圖7 空載時逆變橋工作波形

圖8 空載時整流電路波形

圖8給出了空載時二極管電壓uDR1和uDR2、濾波電感電流iLf1和iLf2、以及輸出電流iLf1+iLf2的仿真波形。空載情況下，電流在兩只濾波電感和變壓器二次側繞組流動，不經過二極管，二次側電流的峰值由濾波電感的電感量和占空比決定。從圖8可以看出，空載時兩濾波電感的電流關于時間軸對稱，兩者正負交錯，和為0。可見，二極管上沒有電流流過，二次側電流只在兩只濾波電感和變壓器二次側繞組流動。

3 結 論

本文選取移相全橋軟開關倍流整流變換器作為研究對象，對該整流變換器的工作過程進行系統的理論分析，使用PSpice仿真軟件搭建電路模型、設置仿真參數，得到的仿真結果與理論分析相吻合。PSpice仿真輸出波形表明，該變換器可以在全負載范圍內實現軟開關，具備良好的空載特性，且不存在占空比丟失和二極管寄生振蕩的問題，極大地提高了DC/DC變換環節的效率和整機的穩定性，有效克服了移相全橋零電壓軟開關全波整流變換器無法在全負載范圍內實現軟開關、存在占空比丟失和二極管寄生振蕩的問題。