單端反激式DC/DC變換器同步整流技術研究

李建楊，王俊峰，王 凱

（西安微電子技術研究所，陜西 西安 710054）

0 引 言

隨著半導體行業技術的發展，大規模集成電路的供電電壓越來越低，電流越來越大，DC/DC變換器隨之向低壓大電流輸出、高效率、高功率密度等方向發展，而輸出整流損耗在低壓大電流條件下尤為明顯。因此，為了提高開關電源轉換效率，降低整流損耗，電源設計者們采取了同步整流技術。

反激式變換器中，輸出只有一個整流管，因此線路結構簡單、技術成熟，通常在100 W以下場合廣泛應用，如圖1所示。

圖1 單端反激式變換器功率拓撲結構

對于單端反激式變換器來說，通常在次級側使用肖特基二極管和一些快速恢復二極管（FRD）或超快速恢復二極管（SRD）進行整流。然而，整流二極管的導通壓降較大（通常0.8～1.2 V），在大電流應用下損耗很大。通過采用低導通電阻的MOSFET取代二極管，以有效減小整流損耗，實現高效率和低成本的研究目的和市場需求。由于整流MOSFET的開通關斷正好和主開關管的開通關斷按嚴格的時序關系相跟隨，所以稱為“同步整流技術”，如圖2所示。

圖2 同步整流技術

1 同步整流的驅動

由于MOSFET的開通關斷需要柵極電壓信號控制，因此它不能實現被動整流，需要有驅動電路使其按照對應的時序關系開通關斷。在驅動過程中，需精確控制同步整流管與前級主MOS管的死區時間。目前，大部分同步整流控制電路適用于CCM模式。而對于DCM模式，當變壓器輸出電流下降到0時，同步整流MOS管需關斷，否則輸出電容會通過變壓器次級繞組、MOS管形成環流，造成很大的損耗，導致電路損壞。因此，同步整流管驅動的設計非常重要，按照驅動類型可大致分為自驅動和外驅動兩類[1]。不同的驅動方式對應不同的控制方法，線路設計也存在差異，各有優缺點。

1.1 自驅動

自驅動即驅動信號由變換器自身的繞組或輔助繞組產生，通過對采樣的信號進行變換、放大，進而驅動同步整流MOS管，實現輸出整流。若同步整流驅動信號來自變壓器次級繞組電流，則稱為電流型驅動。若同步整流驅動信號來自變壓器次級繞組電壓，則稱為電壓型驅動。電流型驅動的控制穩定，驅動能力足，不受電壓振鈴的干擾，不會出現共通，但是添加的互感器可能會增加損耗，且在電流信號小的時候可能存在開通時間不夠等問題。電壓型驅動原理簡單，工作穩定，是同步整流技術中最常用的一種驅動方式。然而，控制信號的關斷比較難控制，容易受到振鈴影響，控制線路較為復雜[2]。

1.2 外驅動

同步整流驅動信號來自于開關變換器前級PWM信號，通過對開關電源前級PWM信號進行隔離并傳遞到后級，然后將該信號進行變換、放大，進而驅動同步整流MOS管，實現輸出整流。一般，外驅動的驅動能力較弱，需要額外添加驅動線路，較復雜。

2 單端反激同步整流電路設計

同步整流驅動線路的設計與變換器功率拓撲結構息息相關。本文針對單端反激變換器同步整流自驅動進行研究。

2.1 設計目標

根據需求，設計一款15 W的DC/DC抗輻照反激變換器，相關參數如下：輸入電壓20～50 V（典型值28 V）；輸出電壓5 V/3 A（15 W）；開關頻率500 kHz；最大占空比45%；控制芯片采用國產的抗輻照PWM控制器控制芯片LZ3001；功率MOS采用國產抗輻照器件LCS7262U3RH（對應IRHNJ7230），VDS為200 V，IDS為9.4 A，Rds為0.4 Ω；同步整流管采用國產抗輻照MOS管LCS7394TIRH，VDS為60 V，IDS為35 A，Rds為0.027 Ω。

2.2 損耗優化計算

轉換器在滿載下效率最高，此時電路工作在連續模式。針對滿載的情況進行損耗計算，反激變壓器連續模式下的電流關系如圖3所示。

圖3 連續模式下電流波形圖

從圖3可以得到：

2.2.1 整流二極管損耗

二極管上的損耗即二極管兩端電壓所帶來的損耗PD。二極管兩端通過的電流與輸出電流相同，則：

2.2.2 同步整流MOSFET的主要損耗

同步整流MOSFET主要損耗為：

同步整流驅動線路上的損耗。驅動線路上的電流Idrv控制在10 mA左右，阻抗Rdrv在3 kΩ左右，則驅動線路損耗為：

電流型線路中用到互感器的損耗為：

引用文獻[1]的計算公式，得到二極管整流時反激變換器總損耗為[3]：

效率分布如圖4所示，整流損耗占總損耗一半以上。

圖4 反激變換器損耗分布圖

使用二極管整流的效率為：

使用MOSFET整流時，損耗減少了2.56 W-0.58 W-0.3 W-0.27 W=1.41 W，總損耗為PSR,tot=3.01 W，效率為83.2%，則效率提升值為Δη=η-SRηD=6%。

2.3 驅動電路的設計

驅動信號的選取。當主變壓器開通時，同步整流MOS管漏端電壓為正，驅動電路應輸出低電平使同步整流管截止，次級側不導通；當主開關管關斷時，同步整流MOS管漏端電壓為負，驅動電路應輸出高電平，啟動同步整流管。為了準確控制同步整流管的開通，使其在CCM、DCM模式下都能順利工作，本文采用可以精準控制的電流型自驅動同步整流線路[4]，原理如圖5所示。

圖5 電流型自驅動線路圖

如圖5所示，需要的同步整流管的驅動波形正好與主開關管波形互補，即和變壓器a端的波形相同。當前級MOS關斷時，后級有電流流過c端，互感器T2會將流過4、5端的電流is1感應到1、2端，形成is2，且is2波形與is1相同，如圖3所示為一梯形波，滿足：

is2一部分通過R2轉化為電壓，并且由D1整流去掉負的部分，形成與電流同步的鋸齒波電壓。另一部分is經過D1后，一部分流向R4成為ib，一部分流向R3形成 i3。

Q3將鋸齒波電壓轉化為方波，且ic流經R5，將方波電壓浮起至Vc。

比較Vb與Vc，得到零起始的方波電壓，再放大管驅動，得到最終的驅動波形。

3 電路實驗及分析

根據設計目標，擬設計一款抗輻照反激DC/DC實驗樣機用于驗證同步整流。

3.1 實驗波形

圖6和圖7分別為連續模式下主MOSFET與同步整流MOSFET的驅動波形圖、斷續模式下主開關漏級電壓與同步整流MOSFET驅動波形圖。

可以看到，驅動波形在斷續模式時死區時間過長，且驅動波形的上升、下降較緩，分析是斷續時斜坡電流過小，線路檢測靈敏度不夠，使其提前關斷。

3.2 試驗結果分析

試驗結果如圖8所示。

圖6 連續模式下主MOSFET與同步整流MOSFET驅動波形圖

圖7 斷續模式下主開關漏級電壓與同步整流MOSFET驅動波形圖

圖8 效率提升曲線圖

結果分析：

（1）同步整流驅動線路的驅動信號輸出與主MOSFET互補的光滑平整的輸出波形，順利控制了同步整流MOSFET的開通關段，使電路正常運行；

（2）同步整流線路提升了電路的轉換效率，并且隨著輸出電流的上升獲得提升，滿載下效率提升了4.2%；

（3）實際測量的效率提升值沒有達到計算值，是由于計算時忽略了導線損耗、電路板上的損耗等，且開通時出現了一部分死區時間影響了效率。

4 結 論

本文研究基于單端反激抗輻照DC/DC變壓器的自驅動同步整流技術，對一種電流型自驅動同步整流技術進行了仿真、實驗驗證。實驗結果表明，自驅動同步整流技術線路簡單，工作穩定，可以大幅提高電源的轉換效率。但是，本文驗證的電流型自驅動線路仍存在需要改進的地方。例如，基于試驗結果分析認為，可以使用比較器等高速靈敏器件對自驅動線路加以改進。