一種Ku頻段緊湊型免調試正交器設計

孫立杰，伍 洋，阮云國

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

饋源網絡是天線系統的核心部件，而雙工器又是饋源網絡中最常用的元器件，其發展由來已久。隨著無線通信技術的飛速發展，天線對寬帶、低剖面和小型化提出了更高的要求。尤其是機載和船載小口徑天線，對饋源網絡及其元器件的緊湊性要求更加苛刻。

雙工器主要分為頻率雙工器和極化雙工器2種，頻率雙工器主要由T型功分器和濾波器組成，極化雙工器主要由OMT和濾波器組成。寬帶正交器主要為B?ifot結構和Turnstile結構[1]，而極化雙工器的研究一般以側壁耦合式正交器為重點，此種正交器多為中低帶寬設計。2006年，Oscar Antonio Peverini等人設計了工作于Ka頻段的雙工器，但是結構復雜，且帶寬較窄[2]；2009年A.Dunning等人設計了一個指標優良的3 mm波段雙工器，結構參數很多，不適合低成本天線使用[3]；2012年，Uwe Rosenberg等人設計了一款一端為波導出口，另一端為同軸出口的緊湊型側壁耦合式正交器，但使用帶寬和功率容量受到限制[4]；2015年盧邵鵬等設計了一款C頻段正交器，其耦合口在圓矩自然過渡處，仍需通過隔片進行側壁駐波和端口隔離調試[5]；2017年張海福等設計了一款Ka/EHF雙頻側壁耦合式正交器，區別于文獻[5]的是收發相對帶寬較寬，直通路不用添加隔片，但尺寸較大，耦合口位置參數過于敏感，加工難以保證，且沒有對高次模問題進行分析[6]。

本文針對低成本、小口徑天線設計需求，通過分析高次模諧振頻率，設計了一款Ku頻段免調式且結構緊湊的收發雙工器。最終經樣機加工驗證，電氣指標優良，滿足工程應用需求。

1 側壁耦合正交器設計理論

下面討論的正交器主要針對側壁耦合式結構。整體來看這是一種物理結構為三端口，電氣結構為四端口的微波器件，如圖1所示。正交器的公共口多為圓波導口或方波導口，2個簡并的主模為2個電氣端口，這2個極化正交的主模信號一個傳輸到直口，另一個傳輸到側壁出口，從而實現正交器對正交極化信號的分離。

圖1 OMT原理

正交器的公共耦合部分對阻抗匹配和隔離性能的影響較大，特別是耦合單元對高次模的激勵，而且這些高次模還直接影響天線的輻射方向圖，尤其是交叉極化方向圖，經驗上設計師可通過控制公共耦合結構截面尺寸或利用對稱的分支結構來改善對天線方向圖的影響[7]。

文獻[8]利用側壁耦合口對稱加載結構，通過高次模反相迭加的原理來抑制圓波導里的TM01和TE21模，以及方波導里的TE11模和TM11模，很好地解決了寬帶工作情況下，直通路端口在高頻段的高次模諧振問題。

對于側壁耦合式正交器而言，工程應用中多為中等以下帶寬，主波導和矩形波導里一般只傳輸基模TE11模和TE10模。雖然在局部耦合不連續處仍會激勵起不希望產生的特定高次模，但只要高次模的諧振頻率高于工作頻率上限或在工作帶寬外，也不會對設計產生影響。因此，當工作帶寬較窄，為節約加工成本采用傳統非對稱結構進行設計時，確定高次模的激勵頻率顯得至關重要。合理利用高次模和調整高次模諧振頻率能夠有效改善天線系統和微波元器件的電氣性能，文獻[9-10]通過控制饋源喇叭內高次模的激勵實現了對饋源交叉極化和方向圖的改善，而文獻[11]在分析方波導高次模激勵的基礎上，設計了寬帶波紋波導移相器。在此放棄傳統模式匹配法和等效電路法，選擇利用分析高次模諧振頻率的方法來研究設計側壁耦合式正交器。該方法通過確定高次模諧振頻率，可以方便地分析正交器的工作帶寬，尤其是對于收發雙頻工作的元器件，通過避開或調整諧振頻率，可以有效提高其相對帶寬。對于圓波導側壁耦合結構，直通路階梯過渡多設計在圓波導上，在耦合口處形成的不連續截面如圖2所示，因此提出用下式來計算高次模激勵頻率fc：

(1)

圖2 耦合口不連續處階梯過渡截面示意

側壁耦合式正交器的設計步驟如下：① 根據使用頻率和帶寬，決定公共波導口徑和結構形式；② 選擇耦合形式；③ 確定耦合口位置和尺寸；④ 設計阻抗匹配單元尺寸；⑤ 選擇合理的優化計算方法，建立三維仿真模型，優化得到最佳結構尺寸。

2 免調試緊湊型正交器設計

工程應用中，關于側壁耦合式正交器的設計主要追求的是高隔離、低駐波、小型化和低成本。傳統工程使用的側壁耦合式正交器結構簡單，加工成本低，但尺寸大，指標差，基本依靠后期調諧螺釘和主波導柵片進行阻抗匹配，工作量較大。但這種簡單結構側壁耦合口多處于均勻連續性結構處，可用傳統的模式匹配法和等效電路法進行分析設計。而為了實現免調式和小型化的設計目標，在此采用了階梯過渡和場耦合一體化混合設計，設計結構如圖3所示，可見該雙工器耦合口單元尺寸在2個正交極化方向均不連續，傳統模式匹配法和等效電路方法處理困難，選用基于有限積分法的CST對正交器結構進行仿真設計。

圖3 OMT截面二維示意

考慮加工難度和Ku頻段衛星通信天線常用工作帶寬，放棄了方波導而選擇了圓波導作為輸出端口。當正交器兩矩形端口微波信號傳輸遇到2個極化方向均不連續結構時，公共口波導內電磁波模式設為EMW，表示為[12]：

(2)

從而可得圓波導第1高次模為TM01模，其截止波長為λc=2. 62r；第2高次模為TE21模，其截止波長為λc=2. 064r；第3高次模為TE01模，其截止波長為λc=1. 64r。而公共圓波導口徑的選取一般希望在工作帶寬內只能傳輸基模TE11模，由傳輸線理論[13-14]可知，圓波導半徑r需要滿足下式要求：

《麥克白》這部作品通過對麥克白這一主人公從英勇無畏的將軍到野心與權欲日益膨脹的奸惡之人的人性悲劇的描寫，揭示了這樣一個真理：無盡的權欲與野心必然導致一個人人性的泯滅和人生的毀滅。這也啟示讀者：嚴于律己，努力讓自己做一個有道德觀念和法律觀念的人，迎接美好的人生。

(3)

另外考慮圓波導工作頻率一般相對其截止頻率有5%的余量，即滿足下式：

fmin≥kfc。

(4)

因此，主模工作頻率帶寬為21. 4%，而為了覆蓋Ku收發全頻帶，正交器的相對帶寬需達到28%，因此對于非對稱結構直通路勢必產生高次模諧振。另外綜合項目天線喇叭設計需求，初始考慮選取圓波導半徑r=8. 45 mm。

首先設計直通路阻抗變換段，根據經驗選取二階阻抗變換即可滿足要求，初始階梯參數如圖3所示。此時需要計算高次模諧振頻率，確定可用工作帶寬。由式(1)得出各高次模激勵頻率如表1所示。

表1 各階梯對應不同模式的激勵頻率 GHz

經統計發現該公式計算的諧振頻率和仿真值的誤差與各階梯截面的不圓度和高次模階數成正比，而影響設計的較低次諧振頻率主要為緊鄰耦合口處的階梯和圓波導交接引起的不連續激勵起的低階高次模諧振。仿真得到的直通路傳輸損耗曲線如圖4所示，可見在最先激勵的低階高次模造成的損耗尖峰所在頻率和計算結果吻合良好，偏移誤差小于2%。同時可見在TM01模第一次諧振頻率略高于Ku衛星通信發射頻率13. 75 GHz，為了滿足傳統衛星通信天線擴頻使用需求，需微調波導口徑使第一諧振頻率小于13. 75 GHz。

圖4 直通路傳輸損耗仿真結果

而耦合口的長度l和寬度w尺寸與中心頻率波導波長有如下經驗公式[ 15-16]：

(5)

選定耦合口參數為l=13 mm；w=2. 5 mm，考慮工作帶寬，側壁采用二級階梯阻抗變換過渡到BJ120標準波導出口，通過優化得到最終階梯參數尺寸。

3 仿真與實物測試對比

圖5 OMT加工實物

利用矢量網絡分析儀對正交器進行了電氣測試。電氣指標實測結果與仿真結果對比如圖6所示。從圖6(a)可以看出，正交器發射和接收駐波比均小于1. 12∶1，且駐波曲線仿真與實測結果趨勢一致；從圖6(b)可以看出，正交器接收和發射損耗均小于0. 1 dB；從圖6(c)可以看出，正交器收發端口隔離優于50 dB，遠優于傳統正交器的40 dB。整體而言，該正交器電氣指標優良，完全能夠滿足Ku小口徑衛星通信天線的設計需求。

圖6 OMT仿真和實測結果

4 結束語

高次模的相關分析一直是業內比較頭疼的話題，而高次模的問題主要集中在高次模的抑制和高次模的利用2個方面，要想處理這2個問題首先要解決的就是確定高次模的諧振頻率。本文方法很好地處理了窄帶側壁耦合式正交器的設計問題，諧振頻點的理論計算、加工樣機的實測數據與全波仿真結果吻合度都很好。

由于通信技術發展趨勢，大多數文章傾向于寬頻帶方面的設計研究，而對于工程需求量較大的低成本、小型化和窄帶產品的設計卻受到了忽視。本文的設計對工程實踐有很好的借鑒意義。后續還需要對一些問題進行深入研究，比如提出的高次模諧振問題不能處理所有多端口過模結構[17-18]，正交器如何應用于特殊環境[19-20]，對所分析的電氣結構相對帶寬的進一步拓展等等。