運用插損法測量開關電源電磁干擾的源阻抗

王翰淼 許根養 程鑫 劉奔

摘 要：對于測量干擾源阻抗的問題，文中通過分析諧振法、插損法、雙電流探頭法，以及實驗測量了微逆變器的交流側共模源阻抗并對插損法進行Pspice仿真。經分析開關電源EMI源阻抗方法的特點，發現插損法更適合測量干擾源的阻抗，證明了共模源阻抗主要受寄生電容的影響。文中針對傳統插損法的不足，在理論上分析并提出一種優化插損法，證明其具有一定的可行性。

關鍵詞：噪聲源阻抗測量;諧振法;優化插損法;EMI;濾波器;共模源阻抗;Pspice仿真

中圖分類號：TP39;TM937.3文獻標識碼：A文章編號：2095-1302（2019）02-00-04

0 引 言

開關器件的高速通斷給電路帶來高頻的EMI，嚴重時甚至會影響電路其他器件的正常工作，因此國內外都制定了相應的EMI標準。解決EMI問題最常用的方法依然是在系統中加入EMI濾波器[1]。在設計開關電源時，為了使開關電源滿足相應的EMI標準，必須設計一個EMI濾波器。與通信和微波應用領域中源阻抗和終端阻抗都是50 Ω不同，開關電源的實際EMI源阻抗和負載阻抗并非50 Ω[2]。在EMI標準測試中需要線性阻抗穩定網絡（Line Impedance Stabilization Network，LISN）隔離測試中的其他干擾源，同時為干擾提供負載，即在EMI標準測試中EMI的負載阻抗是確定的，但是開關電源的源阻抗不確定，其受很多因素的影響，如變換器拓撲、功率等級、元件寄生參數等。差模（DM）噪聲源主要受整流二極管反相恢復、線路中的等效串聯電阻和并聯大電容的高頻等效電感的影響;共模（CM）干擾源阻抗主要受開關器件與散熱片寄生電容的影響[3-4]。

依據互聯網研究，系統工作頻率區域內，如果傳送線路相符，可對于輸入和輸出進行阻礙，得到信號功率傳送最大值。如果進入噪音濾波器的輸入和輸出阻礙與工作頻率區域內的終端阻礙不相符，噪音信號能夠被最大程度地阻止。所以在EMI濾波器中，得出一個非常重要的原理—阻礙失配原理：感應高阻礙端應選取電容低阻設置，電容低阻端應選取感應高阻設置。實際設計EMI濾波器時，若在50 Ω-50 Ω阻抗下設計，會導致EMI濾波器被實際應用于開關電源中對干擾的抑制效果比預想差，故在設計EMI濾波器時需要考慮干擾源阻抗。

1 源阻抗測量方法分析

目前測量噪聲源阻抗的方法主要有諧振法[5-6]、插損法[7]和雙電流探頭法[8]。已有學者提出使用諧振技術測量離線式開關電源的EMI等效源阻抗的方法[4-5]，其通過加入電感器并使之與變換器傳導干擾的等效內阻抗發生諧振，便可從諧振頻率和品質因數推知EMI的等效阻抗[4-5]，但高頻時的結果不可信。

1.1 諧振法

1983年，Lon M.Schneider提議用諧振技術建立離線式變換電磁干擾等效模型的方法，通過加入電感并使之與變換器傳導干擾的等效內阻抗發生諧振，從諧振頻率和品質因數推知電磁干擾的等效阻抗[6]。諧振法主要用于評估開關電路的噪音源阻礙。假如噪音源是一個電流源的諾頓等效電路，源阻礙是電阻串聯電容器與電流源并聯的阻礙，則將諧振電感添加到開關電路的輸出中，與源阻礙中的電容發生共振，以評估源阻礙的程度。

然而，由于不清楚源阻礙，因此選取適當的諧振電感很困難，必須嘗試不同的電感值。此外，諧振電感器并非理想的元件。當頻率增加時，其依賴指數發生顯著變化，因此在高頻下的結論不可靠。

諧振方式只提供源阻礙模型的大概評估。與找到適當諧振電感器的工作量相比，該方式費力且耗時，效果不明顯。

1.2 插損法

Dongbing Zhang[7]提議進入消耗的噪音源阻礙檢測電路：通常狀況下，檢測共模電感串聯在電路阻礙檢測共模阻擾的來源或差模電容并聯連接檢測差模阻礙源。源阻礙的值依據阻礙進入前后電路中干涉的改變來計算。

該方式中，進入的阻礙必須適合一定的情況，其所獲得的源阻礙才是可靠的。通常串聯進入的共模電感阻礙相比共模源阻礙大很多，并聯進入的微分模電容器的阻礙要遠得多，相比差模源阻礙要小得多。因此，有必要選取電感值、電容值較大的阻礙元件進行驗證，當頻率升高時，阻礙元件的依賴指數對阻礙的影響效果顯著。此外，該方式僅僅獲得了源阻礙的模量，未獲得相位值。若想獲得相位值，則必須運用復希爾伯特變換。

與共振法對比，進入消耗的方式不必驗證，重復電感的選取相對容易，近似源阻礙的阻礙曲線，因此可方便獲得組件的阻礙。

1.3 雙電流探頭法

Kye Yak See提議的雙電流探針法將注射電流探針注入阻擾電路組合電容器，與另一個檢測電路中的電流探針檢測阻擾電流通過組合電容運用頻譜研究儀檢測注入前后阻擾電流，通過電路中的阻擾計算源阻礙。

由于必須在EMI標準檢測設置中加入LISN檢測阻擾，因此必須消除雙電流探針法中LISN對檢測電路的影響，故在測點和LISN之間增加一個大電感。值得注意的是，在開關電路輸出功率升高的情況下，分離電感不可飽和。此外，采取信號發生器注入阻擾的雙電流探頭方式利用頻譜研究儀檢測電流探頭檢測的阻擾，僅僅可獲得源阻礙的模量，無法獲得相位內容。

Vuttipon Tarateeraseth改善了雙電流探頭方式，將注射電流探頭和檢測電流探頭夾在相位和中性線上，采用矢量網絡研究儀注入阻擾，使用VNA進行檢測，干涉注入前后的共模源阻礙。無需分離電感器和組合電容，擦除高頻率依賴指數的因素，使得相位線、開關電路與LISN之間的中線不再通過電氣連接。此外，還能夠利用VNA檢測噪音源阻礙的相位內容。

趙波[8]提出的雙電流探頭法測量原理是通過設置被測噪聲源為短路導線、標準電阻、電感、標準電容四種狀態，利用散射參數原理獲得其傳輸參數和反射參數，從而提取到被測噪聲源的高頻阻抗。

與諧振法和插損法相比，雙電流探頭法可以獲得準確的阻抗幅值信息，甚至準確測量2 Ω阻抗，而且改進后使用VNA的雙電流探頭法可以測量阻抗的相位信息。但雙電流探頭法需要兩個額外的電流探頭，實驗成本比諧振法和插損法高。且干擾源阻抗在設計EMI濾波器時只是作為參考，對源阻抗值沒有過高要求，因此對該部分不做過高要求。

根據上文所述三種方法的特點，選擇插損法作為源阻抗的測量方法，下文實驗將以光伏微型逆變器的交流側共模干擾源阻抗測量為例。

2 插損法原理分析以及Pspice仿真

2.1 插損法原理

EMI測試是在LISN上的干擾測量端測量干擾噪聲，共模干擾在相線和中線為同向，共模噪聲的回路即相線與中線并聯后與地線構成回路。將共模噪聲源等效為戴維南電路，在高頻時LISN上的電感、電容相當于短路，得出的簡化共模噪聲路徑如圖1所示。

圖1中，VCM為戴維南等效共模噪聲源，ZCM為戴維南等效共模噪聲阻抗，Rload為共模噪聲的負載阻抗，此處為25 Ω。

（1）串聯插入阻抗測量噪聲源阻抗

共模源阻抗一般大于25 Ω，可以在電路中串聯插入共模電感測量共模源阻抗，如圖2所示。

2.2 Pspice仿真插損法

由上文的敘述可知：共模源阻抗主要受開關管和扇熱片之間寄生電容的影響，因此共模源阻抗主要呈現容性。所以使用Pspice仿真圖2中的插損法時，將共模源阻抗ZCM設為兩種形式：500 Ω電阻;100 Ω電阻串聯1 nF電容，仿真中插入的共模電感Z為10 mH。仿真結果如圖4所示。

從圖4可看出，源阻抗為500 Ω，10 mH電感在80 kHz時滿足遠大于500 Ω的條件，所以在80 kHz～30 MHz的頻段內，源阻抗是可信的;當共模源阻抗為電阻電容串聯時，由于電容在低頻時阻抗大于插入電感的阻抗，在高頻時共模源阻抗不滿足遠大于25 Ω阻抗的要求，所以電阻串聯電容形式的源阻抗在200 kHz～1 MHz范圍內有效，如圖中黑色虛線圈部分。

3 測量微逆變器的輸出端共模源阻抗

3.1 插入共模電感的選取

由式（1）可得，進入共模電感的電感越大，獲得的阻礙值就越大，進入損失值也越大。但在現實繞組共模電感中，為了保障共模電感對高頻依賴指數的因素較小，電感不可過大，但為了適合式（1）中的情況，共模電感的阻礙值應該更大。電感不足和阻礙大兩者互相矛盾。為了處理這一矛盾，采取串聯進入各種共模電感的方式，以保障單個共模電感的高頻依賴指數因素較小，進入阻礙相對較大。還必須留意的是，因為現實電路中包含一定的噪音底板，因此模態電感進入的頻率越高，阻礙值就越高。當濾波器將噪音阻止到噪音底板附近時，通過升高共模電感無法獲得很大的進入消耗。若加入過多的電感，則式（3）檢測的共模源阻礙模量過大，應進入適當的電感數和電感。

為了在較寬的頻率區域內獲得噪音源阻礙，如100 kHz～10 MHz，必須保障進入的電感保持在較寬的區域內，但單芯不適合如此寬的區域以維持穩定的電感。如果頻率增加，電感會迅速下降。為了處理這一問題，應確保在進入電感器時能夠進入若干不同芯的電感，使不同芯的主頻率不同，以保障在低頻和高頻下進入的共模電感總量存在較高的阻礙值。

3.2 實驗測量微逆交流側共模源阻抗

實驗中使用光伏并網微型逆變器作為受測設備，測量微逆變器交流側輸出端的共模源阻抗。光伏微逆變器的輸入直流電壓范圍為23～45 V，輸出電壓為220 VAC，最大輸出功率為250 W。實驗電路如圖5所示。

使用24 V蓄電池為光伏微逆變器提供直流電源，光伏微逆變器輸出端接100 Ω電阻負載，然后連接220 VAC單相電網并網。在圖5中微逆變器的輸出端串聯2個10 mH共模電感，1個鐵氧體磁芯，1個磁粉芯，即插入20 mH的共模電感，使用插損法測量微逆變器交流側輸出端的共模源阻抗，測量結果如圖6所示。

從圖6可以看出，在滿足式（1）的條件下，測得共模源阻抗模值的有效范圍為200 kHz～3 MHz，隨著頻率的增大，阻抗模值降低，呈現電容特性。因此可以將共模噪聲源阻抗擬合成R+C的形式，擬合結果如圖6中的灰線所示，電阻為300 Ω，電容為0.5 nF。

理論上共模（CM）干擾源阻抗主要受開關器件與散熱片之間寄生電容的影響，圖6中的共模源阻抗模值曲線以及擬合曲線證明了這一點。

測得的共模噪聲源阻抗表明實際開關電源的噪聲源阻抗并非簡單的50 Ω，在低頻時遠遠大于50 Ω，所以將噪聲源阻抗簡化成50 Ω，而設計的EMI濾波器在實際電路中并不能達到預期效果。以上述測量為例，如果在200 kHz的頻率點取得同樣大小的插損值，在圖6中的源阻抗下設計的濾波器中的電感值會比50 Ω源阻抗下設計的濾波器中的電感值大10倍，為開關電源設計EMI濾波器應當考慮干擾源阻抗。

5 總 結

本文比較了三種噪聲源阻抗測量方法的優缺點，最終采用相對于諧振法比較方便、相對于雙電流探頭法實驗成本較低的插損法測量微逆變器的共模噪聲源阻抗。Pspice仿真證明當滿足插損法源阻抗計算公式的條件時，插損法得到的源阻抗模值與實際源阻抗模值一致。實驗實際測得微逆變器輸出端的共模源阻抗為容性，證明了共模源阻抗主要受到寄生電容的影響。同時，本文也指出了噪聲源阻抗的測量對EMI濾波器設計的作用。最后針對普通插損法存在的不足，即必須多次試探才能獲取更高的準確度進行了理論上的優化改進，證明了這種思想在一定程度上是可行的。

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