四象限探測(cè)器數(shù)字跟蹤通信復(fù)合接收機(jī)設(shè)計(jì)

王睿揚(yáng)，于笑楠，佟首峰，吳天琦，陳星馳

（1.長春理工大學(xué) 光電工程學(xué)院，長春 130022；2.長春理工大學(xué) 空間光電技術(shù)國家地方聯(lián)合工程研究中心，長春 130022）

象限探測(cè)器實(shí)質(zhì)上是一種利用光刻技術(shù)所制成的光電導(dǎo)探測(cè)器，當(dāng)光束照射其光敏面時(shí)會(huì)產(chǎn)生電流。它最大的特點(diǎn)是其十字“死區(qū)”將探測(cè)器的光敏面按照笛卡爾坐標(biāo)系平均分為4個(gè)象限。根據(jù)四個(gè)象限所輸出電流的不同，可以計(jì)算出光斑在光敏面的位置，這一特點(diǎn)使得象限探測(cè)器具有位置檢測(cè)的功能。同時(shí)，象限探測(cè)器擁有對(duì)光信號(hào)識(shí)別的能力且具有較大的帶寬，可用于通信接收。因此對(duì)象限探測(cè)器通信與跟蹤復(fù)合功能的研究具有重要意義。

隨著微納衛(wèi)星技術(shù)在當(dāng)今的迅速發(fā)展，利用單探測(cè)器實(shí)現(xiàn)跟蹤與通信功能的復(fù)合成為光通信接收終端輕小型化的關(guān)鍵技術(shù)。美國海軍研究實(shí)驗(yàn)室開發(fā)了五象限的雪崩光電二極管探測(cè)器，在誤碼率為10-10，數(shù)據(jù)速率為 OC-12（622.08Mbit/s）時(shí)探測(cè)靈敏度為-43.3dBm。這項(xiàng)研究實(shí)現(xiàn)了在高通信速率下跟蹤與通信的復(fù)合，但是由于探測(cè)器工藝復(fù)雜，難以實(shí)現(xiàn)［1］。美國海軍研究實(shí)驗(yàn)室研究的四象限探測(cè)器用于通信接收時(shí)可以實(shí)現(xiàn)-50dBm的探測(cè)靈敏度，而用于跟蹤時(shí)其響應(yīng)為-55dBm［2-3］。在僅用于位置檢測(cè)方面，我國的國防科學(xué)技術(shù)大學(xué)研究的用于激光駕束制導(dǎo)導(dǎo)引頭的四象限探測(cè)器在對(duì)信號(hào)光跟蹤方面，其位置檢測(cè)靈敏度能精確到0.947μm［4］。中國科學(xué)院長春光學(xué)精密機(jī)械與物理研究所在跟蹤試驗(yàn)中，靜態(tài)跟蹤精度達(dá)到0.18μm［5］。長春理工大學(xué)也完成了四象限探測(cè)器通信與跟蹤的復(fù)合，并實(shí)現(xiàn)了10Mbps速率的通信，其探測(cè)靈敏度為-35.5dBm，位置檢測(cè)精度為2μm。但是在后期信號(hào)處理方面依然采用了大量模擬電路，很大程度上降低了探測(cè)精度，影響通信接收機(jī)的性能［6-7］。

本文設(shè)計(jì)的四象限探測(cè)器數(shù)字跟蹤通信復(fù)合接收機(jī)，通過ADC將電信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，利用FPGA的數(shù)字濾波算法進(jìn)行信號(hào)處理，從而提高了探測(cè)精度，并利用FPGA算法實(shí)現(xiàn)了脫靶量的計(jì)算、通信解調(diào)、CDR以及誤碼率的統(tǒng)計(jì)。接收機(jī)數(shù)字化的意義在于統(tǒng)一了通信與跟蹤，簡(jiǎn)化了接收機(jī)的結(jié)構(gòu)。

1 數(shù)字接收機(jī)設(shè)計(jì)原理

采用1064nm波段四象限雪崩光電二極管（Quadrant-Avalanche Photo Diode，Q-APD）作為探測(cè)器，在對(duì)接收機(jī)進(jìn)行硬件設(shè)計(jì)前，首先進(jìn)行接收機(jī)性能參數(shù)的理論分析，檢驗(yàn)接收機(jī)是否滿足通信的要求以及設(shè)計(jì)需求。

1.1 探測(cè)靈敏度分析

Q-APD在接收信號(hào)光后產(chǎn)生的光生電流為：

式中，P為探測(cè)器的輸入光功率，IS為信號(hào)光入射Q-APD產(chǎn)生的電流，ρ為Q-APD的響應(yīng)度。

接收機(jī)信噪比RSN的表達(dá)式為：

式中，M為雪崩倍增因子，k為玻爾茲曼常數(shù)，T為Q-APD的溫度，RL為負(fù)載電阻，Δf為接收機(jī)的帶寬，F(xiàn)(M)為Q-APD的過剩噪聲因子，ID為Q-APD的暗電流，Nr為放大電路的熱噪聲，e是電荷常數(shù)［8］。

在OOK通信系統(tǒng)中，信噪比RSN和誤碼率Pe之間的關(guān)系為：

當(dāng)系統(tǒng)的誤碼率是10-6時(shí)，通過求解可以得到滿足通信的最低信噪比為90［9］。

由（1）、（2）、（3）式可以得到接收機(jī)的探測(cè)靈敏度表達(dá)式為：

式中，Pmin為探測(cè)靈敏度，表示接收機(jī)能識(shí)別信號(hào)光的的最小入射光功率。將參數(shù)（ρ=36A/W、M=100、F(M)=1、ID=28nA、T=295K、RL=60kΩ 、Nr=14nA）代入（4）式，可以得到在通信速率為10Mbps時(shí)，即帶寬為7.7MHz時(shí)，探測(cè)靈敏度為-45dBm。

1.2 位置分辨能力分析

Q-APD的位置分辨能力決定接收機(jī)能識(shí)別光斑在光敏面上的最小位移，其位置分辨率Δr可表示為：

式中，l為Q-APD接收機(jī)能識(shí)別的最小位移，d為光敏面直徑。

圖1 光斑位移示意圖

l與光斑半徑R的關(guān)系如圖1所示，根據(jù)圖1中的幾何關(guān)系，得的陰影面積Smin的表達(dá)式為：

式中，Smin為Q-APD探測(cè)器能識(shí)別的最小位移的相對(duì)位移面積，SR為Q-APD探測(cè)器光敏面上光斑的面積，R為Q-APD光敏面半徑的Smin與Pinput的關(guān)系表達(dá)式為：

Pinput為Q-APD接收機(jī)的入射光功率，由公式（6）、（7）可以得到在Pinput為-45dBm時(shí)，滿足通信誤碼率為10-6，即通信信噪比為90時(shí)，其位置分辨力為6.29μm，由公式（5）得到實(shí)現(xiàn)0.0016的細(xì)分能力［10］。

2 數(shù)字接收機(jī)架構(gòu)設(shè)計(jì)

通過第1章理論分析得到的參數(shù)滿足通信系統(tǒng)的基本要求。本章首先對(duì)數(shù)字接收機(jī)的硬件進(jìn)行了設(shè)計(jì)，并對(duì)信號(hào)鏈進(jìn)行了分析。然后進(jìn)行軟件設(shè)計(jì)，從而通過數(shù)字算法實(shí)現(xiàn)跟蹤通信的復(fù)合。

2.1 接收機(jī)模塊設(shè)計(jì)

數(shù)字接收機(jī)的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)如圖2所示，信號(hào)光照射Q-APD探測(cè)器，光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)輸出，首先經(jīng)過Maxim3806放大器進(jìn)行跨阻放大，然后通過信號(hào)調(diào)理電路進(jìn)入到A/D芯片，將電信號(hào)轉(zhuǎn)換為12位二進(jìn)制的數(shù)字信號(hào)輸出。同時(shí)數(shù)字溫度傳感器DS18B20對(duì)Q-APD進(jìn)行溫度檢測(cè)，并將溫度信息反饋給偏壓控制模塊，從而控制對(duì)Q-APD輸出的壓，以保證Q-APD雪崩倍增因子M恒定為100。

Q-APD選型為德國First Sensor公司的QA-4000-10，光敏面直徑為4mm，暗電流為7nA，在1064nm波長時(shí)響應(yīng)度為36A/W，上升時(shí)間為5ns。

前置跨阻放大電路的作用是對(duì)Q-APD產(chǎn)生的光生電信號(hào)進(jìn)行放大，并將電流信號(hào)轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)。Maxim3806芯片噪聲的典型值為14nA，信噪比為3，所以能檢測(cè)到的最小電流為42nA，對(duì)應(yīng)Q-APD的等效探測(cè)光功率為-54.9dBm。Q-APD在信噪比為90時(shí)的入射光功率為-45dBm，產(chǎn)生的電流為1.14μA，高于Maxim3806芯片能檢測(cè)的最小電流。Maxim3806芯片最大輸入電流是40μA，等效探測(cè)光功率為-29.5dBm，所以探測(cè)器最大接收光功率不能超過-29.5dBm。由跨阻增益60kΩ，得到跨阻放大電路輸出電壓范圍68.31mV～2.4V。

圖2 Q-APD接收機(jī)模塊設(shè)計(jì)示意圖

ADC選用ADI公司12位的AD9226，其采樣速率為60MSa/s。輸入端信號(hào)強(qiáng)度范圍為-5V～+5V，經(jīng)過信號(hào)調(diào)理電路變換為1V～3V，轉(zhuǎn)換公式如下：

式中，VIN為輸入端信號(hào)強(qiáng)度，VAD為經(jīng)過調(diào)理電路后輸入給AD9226芯片的信號(hào)強(qiáng)度。經(jīng)調(diào)理后的信號(hào)再通過ADC電路輸出12位的二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)。

Q-APD探測(cè)器的雪崩倍增因子M隨Q-APD的溫度升高而改變。為使M恒為100，需要根據(jù)Q-APD的溫度變化來改變偏壓。偏壓模塊采用First Sensor公司的MOD501385模塊，其輸出的偏壓VH與輸入的控制電壓VC的線性關(guān)系為：

本文設(shè)計(jì)采用數(shù)字溫度傳感器DS18B20來監(jiān)測(cè)Q-APD的溫度，由偏壓控制板內(nèi)部的STM32F103芯片采集DS18B20檢測(cè)到的溫度的數(shù)字信息。再用STM32F103內(nèi)部的數(shù)模轉(zhuǎn)換通過編程改變對(duì)偏壓模塊輸出的控制電壓，從而改變偏壓模塊對(duì)Q-APD輸出的偏壓。STM32F103采集的溫度TS與輸出給偏壓模塊的控制電壓VC的關(guān)系為：

T0為室溫，V0為室溫下需要的控制電壓（T0=296.15K，V0=1.125V）。這樣的設(shè)計(jì)不僅可以保證M恒定為100，還能對(duì)Q-APD起到保護(hù)的作用。

2.2 FPGA復(fù)合算法設(shè)計(jì)

接收機(jī)跟蹤與通信復(fù)合算法如圖3所示，使用FPGA算法對(duì)采集的四路數(shù)據(jù)DataA、DataB、DataC、DataD進(jìn)行整流、累加、求均值運(yùn)算，得到A、B、C、D四路信號(hào)的幅度信息。通過幅度信息，可以計(jì)算出光斑的脫靶量，并根據(jù)脫靶量調(diào)整光斑位置，使光斑位于象限探測(cè)器中心位置。

圖3 通信與跟蹤復(fù)合算法設(shè)計(jì)

以Q-APD的中心為坐標(biāo)原點(diǎn)，十字“死區(qū)”溝道作為坐標(biāo)軸建立直角坐標(biāo)系。如圖4所示，SA、SB、SC、SD分別為光斑分布在Q-APD的A、B、C、D四個(gè)象限的面積。假定光斑為圓形且能量服從均勻分布，A、B、C、D四個(gè)象限接收的光功率PA、PB、PC、PD與SA、SB、SC、SD成正比。設(shè)Δx、Δy分別為橫向和縱向的脫靶量，則脫靶量、光斑分布面積與不同象限分布光功率的關(guān)系為：

將四路強(qiáng)度信息代入公式（11）、（12）便可得到橫向縱向的脫靶量。根據(jù)脫靶量調(diào)整光斑至光敏面正中心位置，使四路信號(hào)的強(qiáng)度相等。然后將四路信號(hào)求和，再與四路信號(hào)和的平均值進(jìn)行判決，得到基帶信號(hào)。最后將基帶信號(hào)進(jìn)行CDR，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)與時(shí)鐘的同步，從而提取基帶信號(hào)所攜帶的信息并進(jìn)行誤碼統(tǒng)計(jì)［11-12］。

圖5 數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)原理圖

CDR的目的是使恢復(fù)出的基帶信號(hào)的每一個(gè)碼元都與時(shí)鐘的一個(gè)完整的周期相對(duì)應(yīng)，其主要原理如圖5所示，主要包括鑒相器，控制器，分頻器及時(shí)鐘變換。

首先由晶振產(chǎn)生頻率為din速率32倍的時(shí)鐘信號(hào)clk_320，經(jīng)過時(shí)鐘變得到兩個(gè)脈沖信號(hào)clk_c1與clk_c2，并分別輸入給open和close。clk_c1與clk_c2相互錯(cuò)開一個(gè)時(shí)鐘周期，頻率為din速率的8倍，占空比為1∶3。對(duì)open設(shè)置信號(hào)取反，信號(hào)clk_c2通過open輸入給分頻器，從而使分頻器產(chǎn)生clk_i與clk_q并且相位相差為180°，周期為一個(gè)碼元寬度。因此在一個(gè)碼元的半個(gè)周期內(nèi)，分頻器對(duì)bef和aft交替輸出高電平。控制器S1、S2為單穩(wěn)觸發(fā)器，檢測(cè)到高電平時(shí)能輸出4個(gè)clk_320時(shí)鐘周期的高電平。當(dāng)信號(hào)滯后時(shí)，aft向S2輸出高電平。S2檢測(cè)到高電平后，輸出4個(gè)clk_320時(shí)鐘周期的高電平，使clk_c1的一個(gè)完整的脈沖信號(hào)進(jìn)入close。open與close相或后，時(shí)鐘信號(hào)clk_in增加了一個(gè)脈沖信號(hào)，使分頻器提前翻轉(zhuǎn)，產(chǎn)生的信號(hào)也相應(yīng)提前。當(dāng)本地信號(hào)超前時(shí)，bef對(duì)S1輸出高電平，S1輸出4個(gè)clk_320時(shí)鐘周期的高電平。因信號(hào)取反，open減少輸出一個(gè)脈沖信號(hào)，從而使分頻器滯后翻轉(zhuǎn)，本地產(chǎn)生的信號(hào)相應(yīng)滯后［13］。

3 數(shù)字接收機(jī)性能仿真分析

本章根據(jù)設(shè)計(jì)理論及要求對(duì)接收機(jī)的性能進(jìn)行仿真，從而驗(yàn)證接收機(jī)設(shè)計(jì)的可行性及功能的可實(shí)現(xiàn)性。作為通信接收機(jī)，對(duì)信號(hào)光的探測(cè)及跟蹤是實(shí)現(xiàn)通信的重要基礎(chǔ)。接收機(jī)的工作流程如圖6所示，通過溫度傳感器的反饋調(diào)整偏壓使雪崩倍增因子恒定，從而保證探測(cè)器在同一入射光功率下產(chǎn)生的電流相同。光信號(hào)通過探測(cè)器轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，經(jīng)過跨阻放大器進(jìn)行信號(hào)放大并轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，再通過ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。用于跟蹤的算法為將四路信號(hào)分別進(jìn)行整流、累加、求均值，根據(jù)平均值計(jì)算光斑脫靶量，并將脫靶量實(shí)時(shí)發(fā)送至伺服控制單元從而實(shí)現(xiàn)對(duì)光斑的跟蹤。用于通信的算法為將四路信號(hào)求和再進(jìn)行均值判決以恢復(fù)通信的基帶信號(hào)，再通過CDR從基帶中恢復(fù)出時(shí)鐘信號(hào)。本章將針對(duì)以上性能進(jìn)行軟件仿真。

圖6 接收機(jī)工作流程示意圖

3.1 探測(cè)信號(hào)鏈仿真

在信號(hào)光的功率為探測(cè)靈敏度-45dbm且光斑位于探測(cè)器中心位置時(shí)，每個(gè)象限的光功率為-51dBm，根據(jù)響應(yīng)度ρ（36A/W）可計(jì)算經(jīng)過探測(cè)器產(chǎn)生并進(jìn)入到放大器的電流為0.29μA，由跨阻增益60KΩ得到ADC的采集電壓為17.16mV，在乘ADC系數(shù)0.4096得到單象限ADC輸出的數(shù)字信號(hào)為7。同理，根據(jù)數(shù)字信號(hào)也可反推出入射光功率。接收機(jī)入射光功率與ADC輸出的數(shù)字信號(hào)關(guān)系曲線如圖7所示，橫坐標(biāo)為ADC數(shù)字信號(hào)，由于有光時(shí)信號(hào)為正值故輸出范圍為0～2047。縱坐標(biāo)為入射光功率，由探測(cè)靈敏度及跨阻放大器最大輸入范圍得到輸入光功率的范圍為-51dBm～-29.5dBm。根據(jù)圖7就可以通過ADC的數(shù)字信號(hào)得到入射的光功率。

圖7 接收機(jī)入射光功率與ADC輸出的數(shù)字信號(hào)關(guān)系曲線

3.2 光斑位置分辨能力仿真

影響光斑位置分辨力的因素主要為入射光功率和光斑大小。本節(jié)通過公式（6）、（7）進(jìn)行了當(dāng)光斑半徑一定時(shí)在不同光功率下位置分辨力的仿真以及當(dāng)光功率一定時(shí)不同光斑半徑下的位置分辨力仿真。

當(dāng)光斑半徑為400μm（五分之一光敏面半徑）時(shí)位置分辨力與入射光功率的關(guān)系曲線如圖8所示，橫坐標(biāo)為入射光功率，縱坐標(biāo)為光斑位置分辨力。光功率為-45dBm時(shí)位置分辨力與的關(guān)系曲線如圖9所示，橫坐標(biāo)為光斑半徑與光敏面半徑的比值，縱坐標(biāo)為光斑位置分辨力。通過曲線可以看出，光功率越大，光斑半徑越小，位置分辨力越強(qiáng)。接收機(jī)的位置分辨力直接影響了對(duì)光斑的跟蹤精度［14-15］。

圖8 光斑半徑為400μm時(shí)位置分辨力與光功率關(guān)系曲線

圖9 光功率為-45dbm時(shí)位置分辨力與光斑半徑和光敏面半徑比值的關(guān)系曲線

3.3 通信解調(diào)及數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)仿真

通信解調(diào)是將四路ADC采集的交流信號(hào)通過四路求和、整流、累加、求均值后進(jìn)行均值判決從而恢復(fù)基帶信號(hào)過程。仿真中采用碼速率為10Mbps，長度的1023個(gè)碼片的偽隨機(jī)序列進(jìn)行信號(hào)調(diào)制。圖10為采用Vivado仿真的通信解調(diào)的過程。其中pn_code為調(diào)制的偽隨機(jī)序列，pn_clk為產(chǎn)生偽隨機(jī)序列的時(shí)鐘。在光功率為探測(cè)靈敏度-45dBm時(shí)，根據(jù)本文3.1所述四路ADC輸出的交流信號(hào)和的幅值為-28～+28，波形圖如圖10中ACD_sim所示。但是實(shí)際接收的信號(hào)中具有噪聲，不會(huì)如此平滑，故引入偽隨機(jī)噪聲。在10-6誤碼率時(shí)，光信號(hào)的信噪比要滿足90。電信號(hào)的信噪比為光信號(hào)信噪比的平方根，因此引入均值為ADC數(shù)字信號(hào)3的隨機(jī)噪聲，引入后的信號(hào)波形如圖10中ADC_real所示。圖10中baseband為將ADC_real進(jìn)行均值判決后恢復(fù)的基帶信號(hào)。

圖10 Vivado通信解調(diào)過程仿真

但是恢復(fù)出的基帶信號(hào)與生成偽隨機(jī)序列所用的時(shí)鐘不同步，無法從基帶信號(hào)中提取信息，所以要根據(jù)2.2中的原理通過FPGA算法進(jìn)行數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)。恢復(fù)前與恢復(fù)后的數(shù)據(jù)與時(shí)鐘如圖11所示，pn_clk與pn_code分別為恢復(fù)前的時(shí)鐘與數(shù)據(jù)，cdr_clk與cdr_data分別為恢復(fù)后的時(shí)鐘與數(shù)據(jù)。從仿真圖中可以看出，數(shù)據(jù)的每一個(gè)碼元都與一個(gè)完整的時(shí)鐘周期相對(duì)應(yīng)，實(shí)現(xiàn)了FPGA算法的數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)。

圖11 恢復(fù)前與恢復(fù)后的數(shù)據(jù)與時(shí)鐘

3.4 光斑位置及脫靶量解算仿真

圖12為脫靶量與光斑位置仿真圖，直觀的展現(xiàn)了光斑在Q-APD光敏面上隨脫靶量偏置而運(yùn)動(dòng)的情況。圖12（a）為脫靶量偏置曲線，橫軸為時(shí)間，縱軸為光斑縱向的脫靶量。在圖12（b）中，外環(huán)圓內(nèi)的區(qū)域?yàn)镼-APD的光敏面，內(nèi)環(huán)圓內(nèi)區(qū)域?yàn)楣獍撸本€為Q-APD的十字溝道。在動(dòng)態(tài)仿真中，光斑隨著脫靶量的偏置沿著縱軸上下移動(dòng)。根據(jù)幾何關(guān)系通過計(jì)算得到脫靶量，通過圖12（c）可以發(fā)現(xiàn)，通過光斑運(yùn)動(dòng)軌解算的脫靶量與脫靶量偏置一致，實(shí)現(xiàn)了脫靶量的解算。將脫靶量通過串口發(fā)送給伺服執(zhí)行單元，通過改變光路即可使光斑位于光敏面中心位置，實(shí)現(xiàn)跟蹤功能［16］。

圖12 Labview脫靶量與光斑位置仿真

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試及結(jié)果分析

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的搭建如圖13所示，主要包括激光器、準(zhǔn)直鏡、快速反應(yīng)振鏡、匯聚透鏡、四象限探測(cè)器、跨阻放大器、ADC、FPGA、直流穩(wěn)壓電源以及NI主控機(jī)箱。探測(cè)器接收到的信號(hào)經(jīng)過FPGA信號(hào)處理后，通過串口與上位機(jī)總控系統(tǒng)進(jìn)行通信。通過上位機(jī)LabVIEW編程可以給振鏡控制板發(fā)送偏轉(zhuǎn)指令，并且可以實(shí)時(shí)仿真光斑在光敏面的位置，能夠顯示光斑脫靶量以及位移量。

圖13 實(shí)驗(yàn)測(cè)試平臺(tái)搭建

4.1 通信碼速率測(cè)試

由于跨阻放大電路中有RC濾波，信號(hào)中頻率低于500kHz的成分將被濾除。因此在測(cè)試中，激光器的光功率保持為-29.5dBm，觀察并記錄調(diào)制方波的頻率從250kHz逐步提升至10MHz時(shí)探測(cè)器的輸出信號(hào)的峰峰值。由于一個(gè)方波周期內(nèi)包含半個(gè)周期的1碼與半個(gè)周期的0碼，故調(diào)制方波的頻率為通信碼速率的2倍。圖14為不同碼速率時(shí)探測(cè)輸出信號(hào)峰峰值的曲線。隨著調(diào)制速率的上升，信號(hào)峰值逐漸衰減。當(dāng)碼速率從500kcps上升到20Mcps時(shí)，信號(hào)峰峰值從2.4V衰減為1.75V，衰減不足3db，可以實(shí)現(xiàn)20Mbps速率的通信。

圖14 Q-APD碼速率測(cè)試曲線

4.2 極限靈敏度及誤碼率測(cè)試

圖15為Quartus中SignalTap實(shí)時(shí)觀測(cè)的極限靈敏度及通信誤碼率測(cè)試實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。信號(hào)調(diào)制采用碼速率為10Mcps的偽隨機(jī)序列，探測(cè)器接收到光信號(hào)后產(chǎn)生光電流，經(jīng)過跨阻放大后轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，再經(jīng)過ADC轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，并通過FPGA進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。數(shù)據(jù)（1）為四路ADC數(shù)字信號(hào)求和后的平均值；曲線（2）為四路ADC求和后的信號(hào)；曲線（3）為四路求和后再與平均值進(jìn)行判決并經(jīng)過CDR的信號(hào)；曲線（4）為激光器的調(diào)制信號(hào)；數(shù)據(jù)（5）為統(tǒng)計(jì)碼的總數(shù)；數(shù)據(jù)（6）為誤碼的個(gè)數(shù)。信由四路信號(hào)結(jié)加和后的平均值687推算，ADC采集的電壓為1.3V。由跨阻增益60KΩ求得探測(cè)器實(shí)際產(chǎn)生的電流為21.6μA，響應(yīng)度為36A/W，所以探測(cè)器的輸入光功率為-30dBm。所以在通信誤碼率為10-6時(shí)，通信速率為10Mbps時(shí)，接收機(jī)的極限靈敏度為-30dBm。

在本文理論分析中接收系統(tǒng)在理想情況下，在通信誤碼率為10-6時(shí)，通信速率為10Mbps時(shí)可以實(shí)現(xiàn)-45dBm的探測(cè)靈敏度。而實(shí)驗(yàn)中所測(cè)得的-30dBm與理論分析的數(shù)據(jù)相差15dB，主要考慮以下因素的影響：

光電探測(cè)器噪聲。光電探測(cè)器的噪聲主要包括散彈噪聲，熱噪聲，暗電流噪聲。散彈噪聲會(huì)因匯聚透鏡造成光斑質(zhì)量不好而變大，熱噪聲以及暗電流噪聲會(huì)因工作時(shí)間變長，探測(cè)器溫度升高而變大。從而致使探測(cè)自身輸出的噪聲變大。

跨阻放大器噪聲。Maxim3806在理想情況下的電流噪聲為14nA，但在實(shí)際工作中的實(shí)際噪聲電流要大于14nA。Maxim3806在對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大的同時(shí)也會(huì)對(duì)噪聲進(jìn)行放大，致使整個(gè)系統(tǒng)的噪聲變大。而信噪比與誤碼率的對(duì)應(yīng)關(guān)系是不變的，在光功率一定時(shí)，信號(hào)的幅值保持不變，系統(tǒng)的噪聲變大使誤碼率增大，所以需要更大的光功率來降低誤碼率。

ADC的精度。ADC的精度為2.4mV，但是分辨力為10mV。在光功率為-27dBm時(shí)，ADC采集的電壓為0.13V，誤差為1/10。故采集對(duì)數(shù)據(jù)具有0.01V的不確定度，對(duì)后期信號(hào)處理以信號(hào)會(huì)造成影響，致使信號(hào)誤判導(dǎo)致誤碼增加。

誤碼率統(tǒng)計(jì)算法計(jì)算誤差。實(shí)驗(yàn)中FPGA的系統(tǒng)時(shí)鐘為50MHz，碼速率為10Mcps。正常情況下，用50MHz的時(shí)鐘采集通信碼，每個(gè)碼對(duì)應(yīng)5個(gè)50MHz時(shí)鐘的上升沿。但是由于噪聲的影響，在進(jìn)行誤碼統(tǒng)計(jì)時(shí)，會(huì)導(dǎo)致1碼只對(duì)應(yīng)1或2個(gè)50MHz時(shí)鐘的上升沿，以至對(duì)1碼的1誤判，從而使誤碼率增多。

4.3 光斑位置探測(cè)性能測(cè)試

實(shí)驗(yàn)測(cè)試主要針對(duì)不同光斑大小、不同信噪比時(shí)脫靶量浮動(dòng)的峰峰值進(jìn)行測(cè)試。探測(cè)器光敏面半徑為2mm，當(dāng)電信號(hào)信噪比為4時(shí)不同光斑半徑下的測(cè)量誤差測(cè)量數(shù)據(jù)如表1所示，對(duì)應(yīng)的曲線曲線如圖16所示。通過數(shù)據(jù)可以看出，在同一信噪比的條件下，也就是入射光功率一定時(shí)，測(cè)量誤差隨著光斑半徑的減小而減小，從而間接的反映出光斑位置探測(cè)性能隨著光斑減小而上升。

表1 信噪比為4時(shí)不同半徑下的測(cè)量誤差

圖16 信噪比為4時(shí)不同半徑下的測(cè)量誤差

當(dāng)光斑半徑為1/2光敏面半徑時(shí)，光斑半徑為1mm，此時(shí)不同信噪比的測(cè)量誤差測(cè)量數(shù)據(jù)如表2所示，對(duì)應(yīng)的曲線如圖17所示。通過實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可以看出，當(dāng)光斑半徑一定時(shí)，信噪比越大，也就是入射光功率越大，測(cè)量誤差越小，間接的反映出光斑位置探測(cè)性能隨著光功率變強(qiáng)而提升。

表2 光斑半徑為1/2光敏面半徑時(shí)時(shí)不同信噪比的時(shí)測(cè)量誤差

圖17 光斑半徑為1/2光敏面半徑時(shí)在不同信噪比時(shí)的測(cè)量誤差

通過實(shí)驗(yàn)測(cè)試，對(duì)光斑位置探測(cè)的測(cè)量誤差進(jìn)行了標(biāo)定。光斑位置探測(cè)的精度主要考慮以下幾點(diǎn)因素：

光斑的功率分布不均勻。若光斑的功率分布不均勻，即使光斑位于QD中心，依然會(huì)有脫靶量輸出，影響探測(cè)精度。

噪聲的影響。當(dāng)無光照射QD時(shí)，由于探測(cè)系統(tǒng)噪聲的存在導(dǎo)致ADC的輸出不為零。收到隨機(jī)噪聲影響會(huì)使ADC的輸出有±1的浮動(dòng)，致使探測(cè)的結(jié)果有一定偏差。

背景光影響。即使跨阻放大電路具有隔直流的LC濾波電路，但是背景光中的高頻成分依然存在。背景光的高頻成分會(huì)使ADC輸出與實(shí)際光斑照射時(shí)的輸出不一致，使得探測(cè)結(jié)果存在誤差。

溫度變化的影響。電路的溫度會(huì)隨著工作時(shí)間變長而升高。溫度升高后，激光器和探測(cè)器的輸出都會(huì)出現(xiàn)偏移，使得溫度低時(shí)與溫度高時(shí)測(cè)量的結(jié)果不一致，造成測(cè)量誤差。

5 結(jié)論

本文首先通過對(duì)數(shù)字接收機(jī)的性能分析得到，在誤碼率為10-6、通信速率為10Mbps、信噪比為90時(shí)，探測(cè)靈敏度為-45dBm，位置分辨力為6.29μm，以此判斷滿足通信系統(tǒng)的基本要求。通過對(duì)信號(hào)鏈的仿真實(shí)現(xiàn)了由ADC的數(shù)字信號(hào)反推得到入射光功率；通過對(duì)位置分辨能力的仿真間接地反映出接收機(jī)對(duì)光斑的跟蹤精度；通過對(duì)通信解調(diào)以及數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)的仿真證實(shí)了接收機(jī)可以從光信號(hào)中恢復(fù)出通信的基帶信號(hào)并成功的提取出信號(hào)的時(shí)鐘；通過對(duì)脫靶量解算與光斑位置的仿真進(jìn)一步驗(yàn)證了接收機(jī)的跟蹤性能。最后通過實(shí)驗(yàn)測(cè)試得到在誤碼率為10-6，通信速率為10Mbps時(shí)，探測(cè)靈敏度為-30dBm，并完成了對(duì)光斑位置探測(cè)誤差的標(biāo)定。由此可見接收機(jī)已經(jīng)初步實(shí)現(xiàn)了數(shù)字化通信與跟蹤性能的復(fù)合，但是由于Q-APD、Maxim3806、AD9226工作時(shí)仍會(huì)產(chǎn)生一定的噪聲，從而影響探測(cè)靈敏度。待設(shè)計(jì)結(jié)束后對(duì)接收機(jī)進(jìn)行性能標(biāo)定時(shí)，會(huì)根據(jù)實(shí)驗(yàn)的實(shí)際情況對(duì)噪聲進(jìn)行標(biāo)定，再通過FPGA濾波算法減小噪聲的影響，從而提高探測(cè)靈敏度。

本課題的應(yīng)用前景為空間受限、功率受限的空間激光通信系統(tǒng)，如微納衛(wèi)星激光通信系統(tǒng)。本文設(shè)計(jì)利用單探測(cè)器并采用FPGA數(shù)字信號(hào)處理的方式既完成了對(duì)信號(hào)光的跟蹤，又實(shí)現(xiàn)了通信。本文的設(shè)計(jì)減小了通信終端的結(jié)構(gòu)，降低了功耗。