一種振動能量采集器的匹配電路研究

李志 宋科 練利鋒 裴軍芳

摘 ?要： 針對Terfenol?D/PZT/Terfenol?D復合磁電換能器將環境振動能量轉化為電能時，在低頻環境下難以實現匹配的情況，提出一種非線性開關匹配電路的方法。該電路在較小的電感和較高的開關頻率下，以非線性的方式提高了復合換能器功率的匹配輸出。并且針對換能器輸出不能直接為無線傳感節點供能的問題，設計了一種存儲和電源管理電路。實驗結果表明，采用非線性開關匹配電路，輸出提高2.1倍，當存儲超級電容電量積累到一定程度，管理電路控制瞬間放電電路放電，成功驅動最大功耗為75 mW的無線傳感器節點正常工作，放電時間持續620 ms，最大放電功率可達120 mW。

關鍵詞： 換能器; 振動能量采集; 非線性; 開關匹配電路; 電源管理電路; 無線傳感節點

中圖分類號： TN710?34 ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?文獻標識碼： A ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 文章編號： 1004?373X（2019）09?0172?05

Study on matching circuit of vibration energy harvester

LI Zhi， SONG Ke， LIAN Lifeng， PEI Junfang

（School of Mathematics and Information Engineering， Chongqing University of Education， Chongqing 400065， China）

Abstract： The Terfenol?D/PZT/Terfenol?D composite magnetoelectric transducer can transform the environmental vibration energy into electric energy， but it is difficult to match the power in low frequency environment. Therefore， a method of nonlinear switch matching circuit is presented. The nonlinear processing technique can improve the power matching output of composite transducer when the circuit works at the conditions of small inductance and high switching frequency. Since the output of Terfenol?D/PZT/Terfenol?D magnetoelectric composite transducer can′t directly supply the power for wireless sensor node， a storage and power management circuit is designed. The experimental results show that the output power of the nonlinear switch matching circuit is increased by 2.1 times. When the electric quantity stored in super?capacity is accumulated to a certain level， the management circuit controls the discharging of instant discharging circuit， and successful drives the wireless sensor node with maximum power consumption of 75 mW， the discharging time can last for 620 ms， and the maximum discharging power can reach up to 120 mW.

Keywords： transducer; vibration energy harvesting; nonlinear performance; switch matching circuit; power management circuit; wireless sensor node

0 ?引 ?言

目前無線傳感節點在電能供給的方式上，一般采用電池對各種節點供電。盡管電池的儲能密度和使用壽命不斷得以提高，傳統化學電池仍具有一些無法改變的供能缺點：體積大、質量大、供能壽命有限，能量耗盡需重復充電。隨著無線網絡廣泛的分布，傳感節點數目越來越龐大，并且由于有些節點的分布位置難以到達，人為更換電池變得極為不便甚至于不可能，因此將采集環境中其他形式的能量轉化為電能成為了研究熱點[1?3]。

近年來，文獻[4?6]對Terfenol?D和PZT復合磁電換能器進行了研究，發現磁電換能器具有的磁電電壓系數很大，諧振磁電轉換系數較高。文獻[7?8]將Terfenol?D/PZT/Terfenol?D復合磁電材料作為磁電換能器用于振動能量采集，環境振動轉化為換能器旋轉運動，實現機械能?磁場能?電能的轉換。

由于換能器輸出功率和負載有關系，如果直接和存儲電路相連，存儲效率很低，輸出功率不到20 μW，本文提出一種非線性開關匹配電路的方法，用以解決在低頻條件下難以實現匹配的問題。電路采用開關和電感的串聯方式，通過控制開關的導通來調節換能器功率的輸出，使其達到最大功率輸出。在此基礎上，針對換能器輸出特點設計一種適合的存儲和管理電路，通過較長時間的電荷存儲，當達到一定閾值時，控制反激式瞬間放電電路工作，產生較大的功率，驅動無線節點工作，傳輸節點附近環境的溫、濕度參數。

1 ?振動式自供能無線傳感系統

振動式磁電復合自供能無線傳感系統由振動式能量采集器、整流電路、控制電路、電源調理電路、發射節點和傳感單元構成。如圖1所示，電能瞬間放電電路的負載由微處理器、傳感器單元、射頻通信模塊三部分組成。無線傳感模塊的工作模式為上電即啟動模式，實現對傳感器供電時刻即開始對環境溫度、濕度的傳感、對傳感數據處理和發射，最后傳感器進入休眠狀態，整個過程用時約620 ms，發射數據用時1 ms。傳感器工作電壓為3 V，未發射數據時的工作電流為6 mA，則此時電能瞬放電路需提供的功率為18 mW;發射數據時的工作電流為25 mA，則電能瞬間釋放電路需提供的最大功率為75 mW。

圖1 ?振動供能系統框架

2 ?磁電復合換能器

振動能量采集器由三部分組成：懸臂梁、磁電換能器和永磁體[9?10]。懸臂梁用鈹青銅制作，尺寸為19.6 mm×10 mm×0.3 mm，永磁體尺寸為10 mm×5 mm×2.5 mm，磁電換能器采用MPM結構，即由上下兩層Terfenol?D夾持一層PZT，層與層之間通過環氧樹脂粘結在一起，Terfenol?D尺寸為12 mm×6 mm×1 mm，PZT尺寸為12 mm×6 mm×0.8 mm大小。超磁致伸縮材料Terfenol?D延長度方向磁化，工作在縱向振動模式。由圖2可以看出，在負載電阻為3 MΩ條件下，振動式換能器輸出功率可以達到127.3 μW。

傳統能量采集電路一般采用如下三種方法進行電能存儲。

1） 換能器輸出后直接接上整流電路將交流電整流為直流電對存儲介質如超級電容、薄膜電池等充電。該方法適用于換能器輸出等效阻抗較低的情況。針對本文振動式磁電復合換能器，等效輸出阻抗為3 MΩ，而選用的存儲介質超級電容的等效電阻僅為幾十千歐姆，對應輸出功率在10～20 μW范圍以內，輸出僅為最大功率的0.78%～15.7%，此方法不適合該換能器的能量采集。

圖2 ?輸出功率和負載電阻的關系圖

2） 換能器輸出接單電感匹配電路進行輸出。由于磁電復合換能器工作時輸出特性為容性，需要在電路中增加一個感性器件來補償壓電材料的容性阻抗，從而保證換能器工作時為純阻抗輸出。由式（1）計算磁電換能器的等效電容[Cp]的大小：

計算得所需要串聯的電感[L]為5.24×103 H，繞制這么大的電感需要較多匝數的線圈，由于線圈本身的阻抗較大、損耗較高，加上變壓器的渦流和磁滯損耗較大，采用此方法不可行。

3） 采用雙調諧耦合回路進行匹配設計。在換能器輸出和整流電路之間添加變壓器，通過變壓器初、次級匝數比的變化，動態地實現阻抗匹配，并且可以通過初、次級匝數的設置來改變輸出電壓。但此方法同樣也存在需要較高電感值的問題，受限于狹窄的工作頻率。

為此，本文提出一種非線性開關匹配電路，通過并聯較小阻值的電感和模擬開關來實現阻抗變化，改變磁電換能器的寄生電容[Cp]，通過在特定時間控制開關的通斷，實現較短時間的阻抗匹配，換能器可以在較短時間內諧振輸出，提高輸出功率。該非線性匹配方法主動改變壓電換能器的固有機械特性，從而間接改變最大輸出功率與其對應的最佳工作負載及頻率大小。

3 ?開關匹配電路

3.1 ?開關匹配電路基本原理和理論分析

本文采用的開關匹配處理電路通過添加開關非線性導通來瞬間實現匹配，這樣使換能器在諧振時能夠提高功率輸出，非線性處理電路原理圖如圖3所示。

圖3 ?開關匹配電路原理圖

為研究匹配電路的特性，可以將磁電換能器等效為電壓源和等效電容串聯或者電流源和等效電容并聯兩種情況。[Cp]為壓電材料等效電容，[Rp]為絕緣電阻，兩種等效電路特性是一樣的。因此選用交流源和等效電容串聯的形式。

圖4 ?壓電材料在正壓電效應下的等效模型

由此可見，系數[k]對功率的影響很大，[k]值越大，開關匹配電路輸出的功率就越大。[k]值取決于L?C振蕩電路本身的品質因數，其設計和繞制工藝、漏感、勵磁電流等都會影響電路的效率。

3.2 ?非線性電路的仿真和實驗

在仿真軟件PSPICE中選用電壓等效電路進行仿真設計，采用峰峰值為100 V，頻率為40 Hz的交流信號源，串聯一個大小為2.7 nF的等效電容達到模擬換能器輸出的特性，[Rp]等效電阻采用10 MΩ，開關控制信號采用頻率為0.5 kHz的脈沖信號，占空比為50%，開關導通電壓為2 V，變壓器接入方便進行信號取出，匝數比為1[∶]1。

對輸出電壓進行FFT功率譜分析發現，圖5中，低頻正弦波電壓的功率譜密度集中在40 Hz，變壓器副邊輸出的開關匹配電壓功率譜密度集中在0.5 kHz。可以從圖中看出，低頻正弦波信號的能量主要集中在40 Hz頻段，通過電路非線性處理后，能量主要集中在0.5 kHz左右，實現了波形能量輸出的搬移。低頻正弦波的功率比較分散，通過非線性處理后，能量集中在0.5 kHz的較高頻率段，0.5 kHz的功率提高了2倍，這樣實現匹配輸出比較容易。

經過仿真分析，發現該方法實現了較短時間的諧振，提高了換能器的輸出功率。實驗進行驗證，前端換能器采用信號發生器模擬輸出，輸出正弦波峰峰值為4 V，頻率[f0]為40 Hz。開關控制信號采用幅值為4 V，信號發生器后面接上1 MΩ電阻然后接入模擬開關的控制信號端，目的是證明開關控制信號耗能很小。電感[L]采用PC40的EI型磁芯，線圈匝數為318。模擬電子開關采用max4690，采用±20 V供電，便于處理正負方向的波形，導通電阻為0.9 Ω，漏電流為0.01 nA。原邊采用了10 nF的CBB電容模擬換能器的等效電容[C0]，增加電路的[Q]值。經推算原副線圈電感分別為239.2 mH，當原邊串聯10 nF的CBB電容時，諧振頻率[f1]由式（2）得到諧振頻率[f1]為3.2 kHz，對電感上輸出的電壓信號進行FFT功率譜分析。

圖5 ?低頻正弦波和處理后的輸出波形功率譜密度圖

從圖6中可以發現，諧振頻率輸出的功率密度是低頻正弦波功率密度的2.1倍，前面理論分析時發現參數[k]對換能器功率的輸出有影響，經過實驗發現本電路的[k]值在0.826～0.86之間，代入式（9）發現，通過開關匹配電路進行非線性處理后，換能器的能量輸出應該提高了1.826～1.86倍，與實驗獲得的值接近，為此可以證明通過此方法可以實現高頻輸出能量的提高。

圖6 ?非線性處理前和處理后的電壓波形FFT圖

模擬換能器信號通過非線性處理后主要集中在諧振頻率3.2 kHz左右。電壓信號轉化并不是完全的，因為非線性處理電路也會有一部分損耗，損耗主要來自和開關串聯的電感。但這部分損耗較小，損耗的大小由[L?C0]諧振電路的品質因數決定。

4 ?振動式換能器存儲和管理電路

振動環境的工作頻率為幾赫茲到幾百赫茲，環境振動加速度在0.1～1[g]范圍內，因此振動式換能器的輸出功率一般在十幾微瓦到幾百微瓦之間。如果驅動的電子設備的功耗低于振動式換能器的輸出功率，則管理電路很簡單，通過接上一個橋式整流濾波電路就可以轉化為直流電，再通過DC?DC穩壓電路為電子設備連續供電。但一般輸出功率都不能滿足直接供電的需求，需要通過電源管理電路正常驅動。

本文采用的電源管理電路如圖7所示，由匹配電路、整流電路、主儲能電容[Cs]、監測電路、脈沖發生電路、電能瞬放電路和后端儲能電容[CL]組成[11?12]。其中，監控電路通過監測主儲能電容[Cs]兩端的電壓來控制管理電路處于放電狀態還是充電狀態。當主儲能超級電容[Cs]上電壓達到0.4 V時，開始放電，控制脈沖電路產生脈沖。當電壓下降到0.2 V以下時，處于充電狀態，通過模擬開關關斷脈沖電路，電容上面電壓繼續升高，如此往返工作。脈沖產生電路由兩個型號為TLV3492的比較器搭建而成，脈沖頻率為1 kHz，占空比為50%，該比較器為nW級的電子器件，整個電路功耗低于20 μW，適合本文電源管理電路。電能瞬放電路采用反激式DC?DC變換電路，反激變壓器選用材質為PC40的EI型磁芯，初始磁導率為2 300，原副邊匝數比為10[∶]90。

圖7 ?磁電換能器管理電路示意圖

5 ?結 ?論

本文針對Terfenol?D/PZT/Terfenol?D復合單元在弱振動激勵情況下，換能器工作頻率較低，需要較大電感匹配的情況，提出一種非線性開關處理方法。通過仿真和理論分析了該方法的可行性，并通過實驗論證了該匹配電路提高了輸出功率達到2.1倍，計算了電路本身的損耗，能夠使損耗減小到輸出功率的5%。設計一種適合的存儲和管理電路用于提高超級電容的輸出功率。并針對換能器輸出功率較低，無法直接驅動無線傳感器工作的問題，瞬時最大輸出能夠達到120 mW，從而提高了換能器的匹配輸出功率。實驗結果表明，當1.5 F的超級電容電量積累到0.4 V，電源管理電路放電時間為635 ms，能有效驅動無線傳感器成功通信距離為60 m。

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