大功率處理單元陽極電源模塊的研究

馬季軍，屈誠志，吳晨昊，石磊磊，吉裕暉

(上海空間電源研究所，上海200245)

1 引言

相比傳統(tǒng)化學推進方式，電推進具有比沖高、壽命長、綜合性能好等優(yōu)點，在航天器的推進系統(tǒng)中具有廣泛的應(yīng)用前景。20世紀50年代以來，美國、蘇聯(lián)、德國、英國、日本和中國相繼開展了電推進技術(shù)的研究。其中，霍爾電推進系統(tǒng)憑借其推力密度大、可靠性好等優(yōu)勢，在衛(wèi)星和深空探測器上獲得了廣泛的應(yīng)用，在執(zhí)行位置保持和軌道轉(zhuǎn)移等任務(wù)時，可以大幅提高航天器的有效載荷重量、壽命以及深空探測距離[1-3]。國際上已有超過10種GEO平臺采用了霍爾電推進技術(shù)[4-5]。

隨著任務(wù)需求的不斷擴展，大推力成為霍爾電推進系統(tǒng)的主要發(fā)展方向[6]。根據(jù)能量守恒原理，霍爾電推進系統(tǒng)推力越大，則其供電系統(tǒng)即功率處理單元的功率也就越大。而由于陽極電源功率占功率處理單元的90%以上，大推力也就意味著需要大功率的陽極電源。Bozak等[7]對15 kW、50 kW甚至100 kW以上的功率處理單元都進行了研究，José[8]也進行了20 kW的功率處理單元的研究。國外對于大功率的陽極電源普遍采用多個陽極電源模塊串并聯(lián)來實現(xiàn)，作為整個大功率陽極電源的基石，陽極電源模塊也是研究的重點和難點。目前，我國千瓦級的霍爾電推進系統(tǒng)已經(jīng)充分驗證并應(yīng)用于某些衛(wèi)星，但是大功率的陽極電源模塊的研究依然處于摸索階段。

本文從功率拓撲、電路仿真等方面對大功率的陽極電源進行研究，并通過試驗表明理論分析的可行性和正確性。

2 陽極電源功率拓撲

霍爾電推進陽極電源的難點在于選擇合適的功率拓撲，以滿足其大功率、多模式的工作特點。首先從功率角度出發(fā)，不同的功率拓撲具有不同的適用功率等級，其一般的適用功率如表1所示。

表1 變換拓撲適用場合Table 1 Application occasions of different topologies

由表1可知，對于大功率(幾千瓦到幾十千瓦級別)的應(yīng)用，采用全橋拓撲是適合的。而在傳統(tǒng)的全橋拓撲中，移相全橋是比較成熟的技術(shù)。移相全橋電路拓撲如圖1所示。

圖1 移相全橋電路Fig.1 Phase-shifted full-bridge circuit

通過采用移相控制方式，移相全橋電路可以實現(xiàn)原邊開關(guān)管的軟開關(guān)，但是該電路也存在以下缺點：①超前臂實現(xiàn)零電壓開關(guān)容易，但滯后臂較為困難；②副邊占空比丟失嚴重；③副邊整流二極管為硬開關(guān)，其兩端電壓尖峰高、反向恢復問題嚴重；④整流橋的寄生振蕩。為了解決以上問題，趙磊等[9]提出了采用死區(qū)時間控制策略來擴展移相全橋零電壓開關(guān)范圍的方法；阮新波等[10-12]提出在原邊或副邊增加有源或無源電路來實現(xiàn)零電壓零電流軟開關(guān)。以上方法雖然解決移相全橋的部分問題，但是由于本質(zhì)還是傳統(tǒng)的原邊移相控制的移相全橋電路，不可避免地會保留一些移相全橋的缺點。而Zhang[13]提出了一種采用副邊移相的電路拓撲，這一拓撲相對傳統(tǒng)移相全橋拓撲具有以下優(yōu)點：①原邊所有開關(guān)管實現(xiàn)零電壓開關(guān)條件一致，且在全負載范圍內(nèi)都能實現(xiàn)零電壓開通；②副邊整流二極管自然換流，反向恢復電流小，且其兩端電壓在關(guān)斷時被鉗位在輸出電壓上；③由于拓撲特性，相當于在拓撲中嵌入了升壓結(jié)構(gòu)，所以具有高的電壓增益；④不需要輸出濾波電感。即副邊移相拓撲具有寬范圍的電壓增益、軟開關(guān)能力，并且電路形式簡單，因此，采用副邊移相電路作為霍爾電推進陽極電源的功率拓撲。

副邊移相電路拓撲如圖2所示。工作時，MT1、MT4和 MT2、MT3互補導通；MT5相對 MT2移相，MT6相對MT1移相。C1～C6為緩沖電容，D1～D6為功率MOSFET的反并聯(lián)二極管，DR1、DR2是整流二極管，電感Lk可以是變壓器漏感也可以是外加電感。根據(jù)電感Lk上電流在開關(guān)管(MT1，MT4或 MT2，MT3)關(guān)斷時的狀態(tài)，變換器可以工作在連續(xù)電流(CCM)模式(關(guān)斷時Ip≠0)和斷續(xù)電流(DCM)模式(關(guān)斷時Ip＝0)。

圖2 副邊移相電路拓撲Fig.2 Topology of secondary phase-shifted circuit

在進行分析之前，為簡化分析，先做以下假設(shè)：①所有元器件都是理想的；②忽略極間電容；③變壓器勵磁電感為無窮大；④變換器輸出電容足夠大，以至于輸出電壓可以近似認為不變。并定義以下參數(shù)：電源電壓Vin，電感Lk，電感電流為Ip，變壓器變比1∶N，輸出電壓Vo，定義變換器增益為d＝Vo/N˙Vin。

2.1 CCM模式

CCM模式下的工作波形如圖3所示，在一個周期內(nèi)，共有10種工作狀態(tài)，由于前后半個周期工作狀態(tài)類似，所以只需分析前5個狀態(tài)。

圖3 CCM模式工作波形Fig.3 Working waveform of CCM mode

1)模式1：[T0-T1]。在T0時刻之前，電源向負載傳輸能量，電感電流為負(即與參考方向相反)。在T0時刻，MT2和MT3關(guān)斷，但關(guān)斷后電感電流不為0，電感電流將流過MT1、MT4的反并二極管D1、D4。由于反并二極管導通，使得MT1和MT4兩端的電壓鉗位在0，這就為MT1和MT4實現(xiàn)ZVS導通創(chuàng)造了條件。在T1時刻，開關(guān)死區(qū)時間結(jié)束，MT1和MT4導通，模式1結(jié)束。時刻t(T0＜t＜T1)，電感電流的值由式(1)所示。

2)模式2：[T1-T2]。T1時刻，MT1和MT4零電壓導通，但此時電感電流依然為負，因此，此時電感電流將流過MT1和MT4的溝道。在T2時刻，電感電流增加到0(由負到0)，模式2結(jié)束。時刻t(T1＜t＜T2)電感電流依然用公式(1)計算。

3)模式3：[T2-T3]。T2時刻，電感電流Ip到0，流過DR2的電流也為0，因此DR2實現(xiàn)ZCS關(guān)斷。T2時刻之后，在電源的作用下，電感電流開始正向增加，DR1開始導通，且由于電感電流是從0開始增加的，因此DR1可以ZCS開通。而此時MT5依然導通，所以變壓器副邊被 MT5和DR1短路，變壓器兩端電壓Vt為0，輸入電壓直接加在電感Lk上，電感電流Ip線性增加。時刻t(T2＜t＜T3)，電感電流的值由式(2)表示。

4)模式 4：[T3-T4]。T3時刻，MT5關(guān)斷，此時電感電流為正，因此，MT6的反并二極管D6導通，將MT6兩端電壓鉗位為 0，從而為 MT6的ZVS開通創(chuàng)造了條件。T4時刻MT6開通，模式4結(jié)束。時刻t(T3＜t＜T4)，電感電流的值由公式(3)表示。

5)模式 5：[T4-T5]。T4時刻，MT6 ZVS開通，此時電感電流依然為正，因此，電流開始流過MT6的溝道。T5時刻，MT1和MT4關(guān)斷，這一模式結(jié)束。時刻t(T4＜t＜T5)，電感電流的值依然可以由式(3)計算。

接下來半個周期的狀態(tài)與以上5個狀態(tài)類似。

2.2 DCM模式

由公式(3)可知，當d＞1時，電感電流在T5時刻可以為0，此時電路工作模式將由CCM模式變?yōu)镈CM模式。在DCM模式下，電路有8個工作狀態(tài)，如圖4所示，且前后半個周期原理一致，分析同CCM模式。

圖4 DCM模式工作波形Fig.4 Working waveform of DCM mode

由以上分析可知，在CCM和DCM模式下，開關(guān)管的開關(guān)特性如表2所示。

表2 CCM和DCM開關(guān)特性Table 2 Switching characteristics of CCM and DCM

即在CCM模式下，原、副邊開關(guān)管可以實現(xiàn)ZVS開通，副邊整流二極管可以實現(xiàn) ZCS；在DCM模式下，原邊開關(guān)管和整流二極管可以實現(xiàn)ZCS，副邊開關(guān)管可以實現(xiàn)ZVS開通。

3 電路仿真

根據(jù)第2節(jié)的分析與文獻[15]可知，拓撲輸出功率與原邊電感值、驅(qū)動移相角存在函數(shù)關(guān)系，在CCM模式下拓撲傳輸?shù)哪芰颗c原邊電感值的關(guān)系如式(4)～(6)所示。

式中：φ為開關(guān)管MT6控制信號相對MT1的移相角，Pb(Lk)為歸一化功率，f(φ，d)為關(guān)于移相角φ和d的函數(shù)，ωs為開關(guān)角頻率。

取d為1，開關(guān)頻率為25 kHz，可以得到在不同電感值時，輸出功率與移相角φ的曲線，如圖5所示。由圖可知，當輸出功率為6500 W，開關(guān)頻率為25 kHz時，選取原邊電感值為5 μH能滿足要求。

圖5 CCM模式輸出功率與原邊電感、移相角φ的關(guān)系曲線Fig.5 Relationship of output power with primary inductance and phase shift angle φ in CCM mode

在DCM模式下，拓撲傳輸?shù)哪芰颗c電感值之間的函數(shù)關(guān)系如式(7)所示。

采用Saber仿真軟件對副邊移相電路進行仿真分析。仿真采用的是理想的MOSFET和變壓器模型。仿真參數(shù)為輸入電壓100 V，輸出額定功率 6500 W，開關(guān)頻率 25 kHz，原邊電感量5 μH，變壓器變比為 1∶3，輸出濾波電容 100 μF。

3.1 閉環(huán)仿真

閉環(huán)仿真的原理圖如圖6所示，由功率電路(主電路)、反饋控制回路及隔離驅(qū)動電路組成。功率電路即副邊移相拓撲；反饋控制回路包括電壓采樣電路、PI調(diào)節(jié)電路、UC1875移相控制芯片及其外圍電路。通過仿真得到輸出電壓為500 V、輸出功率為6500 kW時的電路仿真波形如圖7～10所示。圖7給出了陽極電源模塊的輸出電壓波形以及原邊電感電流波形，由圖可知，其輸出電壓穩(wěn)定在500 V(out)，原邊電感電流I(1，16)的峰值為141.5 A，通過第2節(jié)的分析以及圖4可知，此時變換器工作在斷續(xù)模式。圖8為原邊開關(guān)管ZCS開通波形，圖中上半部分波形為流過原邊某MOS管的電流波形，下半部分為該MOS管DS兩端的電壓波形(B_ds)以及GS(bg)兩端的驅(qū)動波形，由圖可知，在MOS管驅(qū)動上升時，流過MOS管的電流為0，因此此時變換器實現(xiàn)了原邊開關(guān)管ZCS開通。圖9為副邊開關(guān)管ZVS開通波形，其中F_ds為副邊MOS管DS兩端電壓波形，F(xiàn)g為其GS兩端電壓波形，由圖可知，在驅(qū)動波形上升前(即MOS管開通前)，副邊MOS管DS兩端的電壓已經(jīng)為0，因此變換器實現(xiàn)了副邊開關(guān)管ZVS開通。圖10為副邊整流二極管ZCS波形，由圖可知，副邊整流二極管每個周期都是從電流為0開始導通，關(guān)閉的時候其電流也為0，因此整流二極管ZCS開通以及關(guān)斷。通過與第2節(jié)理論分析對比可知，仿真結(jié)果與理論分析一致。

圖6 閉環(huán)仿真原理圖Fig.6 Schematic diagram of closed-loop simulation

圖7 輸出電壓以及原邊電感電流波形Fig.7 Output voltage and primary inductor current waveform

圖8 原邊開關(guān)管ZCS開通波形Fig.8 ZVS turn-on waveform of primary switch

圖9 副邊開關(guān)管ZVS開通波形Fig.9 ZVS turn-on waveform of secondary switch

圖10 副邊整流二極管ZCS波形Fig.10 ZCS waveform of secondary side rectifier diode

3.2 動態(tài)響應(yīng)

為了分析變換器在切載時的響應(yīng)，以下對變換器在輸出電壓為500 V時的負載進行滿載—半載—滿載切換，負載切換如圖 11所示。在30.000 001 ms時切半載，在60.000 001 ms切回滿載，輸出電壓波形如圖12所示。由圖可知，在切半載時，變換器電壓上沖較小，上沖時間也較短；在切滿載時，電壓下沖較小，下沖時間也較短，說明變換器的動態(tài)響應(yīng)較好。

圖11 負載切換示意圖Fig.11 Diagram of load changing

圖12 負載切換的輸出電壓波形Fig.12 Output voltage waveform of load changing

4 試驗驗證

根據(jù)理論計算以及仿真結(jié)果繪制原理圖及PCB，通過設(shè)計調(diào)試，研制了一臺5 kW的原理樣機。原理樣機的輸入電壓為100 V，根據(jù)基準設(shè)置的不同，其輸出電壓為300～500 V可調(diào)，輸出功率為5 kW，試驗中以100 V的電源模擬100 V母線，電子負載模擬霍爾推力器特性。當輸出電壓為350 V時，變換器處于CCM工作模式，其波形如圖13～15所示。由圖13可知，原邊MOS管DS兩端電壓(綠色波形)在驅(qū)動(藍色波形)開通前就已經(jīng)下降為 0，因此原邊 MOS管為 ZVS開通。由圖14可知，副邊開關(guān)管DS兩端電壓(藍色波形)在驅(qū)動(綠色波形)開通前也已經(jīng)下降為0，因此副邊MOS管為ZVS開通。由圖15可知，通過副邊整流二極管的電流在一個周期內(nèi)從0開始最后下降到0，即副邊整流二極管實現(xiàn)了ZCS開通及關(guān)斷。

圖13 原邊開關(guān)管ZVS開通波形Fig.13 ZVS turn-on waveform of primary switch

圖14 副邊開關(guān)管ZVS開通波形Fig.14 ZVS turn-on waveform of secondary switch

圖15 副邊整流二極管ZCS波形Fig.15 ZCS waveform of secondary side rectifier diode

由以上分析可知，原理樣機實現(xiàn)了原邊MOS管的ZVS開通、副邊MOS管的ZVS開通以及副邊整流二極管的ZCS，與理論、仿真分析一致。但是其電感電流波形并非理論分析中的分段直線，而是分段曲線，這是由于電感是以平均電流值進行設(shè)計，但是實際中根據(jù)流過電感的電流不同，其感值會略有不同，即電流小時，其電感值較大；電流大時，其電感值較小，從而使得實際的電感電流如圖13中紫色波形。

5 結(jié)論

1)副邊移相電路可以實現(xiàn)原邊開關(guān)管的ZVS導通、副邊開關(guān)管的ZVS導通以及副邊整流二極管的自然換流，因此電路具有高的變換效率，在大功率的應(yīng)用中具有明顯優(yōu)勢；

2)副邊移相電路具有高的電壓增益，以及寬范圍的軟開關(guān)能力，能夠很好地適應(yīng)負載范圍變化大、具有模式切換要求的霍爾電推進系統(tǒng)；

3)大功率的陽極電源模塊的研制成功，意味著可以通過模塊串并聯(lián)組合的方式形成更大功率的陽極電源，進一步提高霍爾電推進供電系統(tǒng)的功率，為未來大推力、高比沖的霍爾電推進系統(tǒng)打好基礎(chǔ)。