一種基于MMC的分布式單級光伏并網系統研究

陽鵬飛 王衛 陳瀚

摘要：結合MMc和光伏電源的工作特性，利用模塊化多電平換流器具有易級聯擴展的優點，本文設計了一種基于MMC的分布式單級光伏并網系統，該拓撲結構能解決局部陰影條件下，光伏電源功率配置不平衡問題。即在級聯式MMc中的每一個半橋子模塊中并聯一組光伏陣列，并且這種新型子模塊具備一定的故障切除能力。這種分布式單級光伏并網系統，在減少DC/Dc環節的情況下，本文設計了對應的控制方法，其中MMC的并網控制采用基于PI的電流解耦并網控制，子模塊的電容電壓控制采用微調穩壓的方法。通過PSCAD/EMTDc仿真軟件驗證了該系統的有效性，結果顯示該系統可以提高光伏陣列的太陽能利用率，滿足對每一個光伏陣列的單獨控制、適合高電壓等級的要求，而且對電網的諧波污染少。

關鍵詞：模塊化多電平換流器;光伏陣列;子模塊;電流解耦控制

0引言

我們目前使用的光伏系統中，一般串聯數十個光伏電池來提高逆變側輸出電壓。對于這種連接方式，當出現局部陰影時，會降低整個直流端的電流輸出，影響整個系統的最大功率點追蹤控制。文獻[1]在每個光伏組件旁反并聯一個二極管，當發生局部陰影時，二極管電路會取代光伏電池運行，以免陰影組件影響整個系統輸出。這種結構帶來的新問題，該陰影組件被取代后，會變成負載消耗系統能源，降低了整個光伏系統的輸出效率。

現在運行的VSC逆變器中，采用二三電平居多，如文獻[2]研究了在不同容量要求下，可以采用不同的三電平光伏逆變器，但一般應用在低電壓和中小容量場所，單個逆變器無法承受高壓和大容量的要求。若直接把傳統的二三電平逆變器并聯運行，如何確保開關器件的同步觸發、如何使各逆變器的輸出電流平衡又稱為一個難點，文獻[3-6]研究的是兩級式光伏逆變，中間采用boost/buck電路穩壓，使得直流輸出端達到最大效率值運行。文獻[7]的光伏逆變系統中，交流端需要添加LCL濾波器，不僅增加經濟成本，整體諧波也偏高。相反，模塊化多電平換流器（MMC）不僅能滿足大容量和高壓的需求，而且MMC的輸出電壓波形為多電平的階梯波，輸出諧波THD含量低，無需添加額外的濾波器，波形質量較傳統逆變器而言相對更好，因此探索MMC在光伏并網中的應用是許多學者目前都在從事的研究，文獻[8]針對MMC在光伏中的應用進行了研究，但是采用的是把每一個光伏電池經過DC/Dc變換之后，與MMC的每個子模塊電容并聯的形式，這種整合形式增加了經濟成本，使得整個系統結構變得異常復雜。文獻[9]提出的一種基于MMC的新型光伏系統，控制過于復雜。

基于上述研究情況，所以本文提出一種基于MMC的分布式單級光伏并網系統，對MMC與光伏陣列結合的新型子模塊（PM）拓撲結構進行詳細機理分析，把本文設計的MMC新型子模塊與傳統半橋MMC子模塊對比，說明其特點。對新型子模塊（PM）的穩壓控制進行介紹，使得PM的電容電壓工作在光伏電池的最大功率點電壓附近。該系統的并網控制采用基于PI的電流解耦并網控制。最后，通過PSCAD/EMTDC仿真軟件驗證該系統的有效性。

1基于MMC的光伏拓撲結構及原理

本文提出的一種基于MMC的光伏并網系統如圖1所示。本文設計的MMC光伏并網結構主電路跟傳統一般MMC一樣，總共分為三相，其中每一相包含兩個橋臂，每個橋臂中不僅包含N個PM子模塊，而且每個上下橋臂各自都有一個電感L1、L2。這種光伏陣列和子模塊結合成的PM模塊與一般MMC級聯電路不同，PM模塊省略了DC/DC變換電路，將光伏組件直接與子模塊的電容并聯而成。另外傳統MMC的子模塊結構包括半橋型子模塊、全橋型子模塊和雙箝位型子模塊。其中具有支流故障穿越能力的是全橋型子模塊和雙箝位型子模塊，缺點是成本高、結構復雜。目前流行的半橋型子模塊不具備直流故障清除能力，基本上都是需要額外加裝交流斷路器來保護線路。為此本文特意設計的MMC光伏并網結構中，也對PM模塊進行了細微改進。

改進的PM模塊結構如圖2所示，與一般的PM模塊不同的是：加入了快速開關和壓接式封裝晶閘管，在AB端口處并聯了一個高速開關K1和兩個晶閘管D4、D5，當子模塊發生故障時，使用K1閉合快速旁路故障，用于保護子模塊，使得橋臂電流連續，晶閘管D3、D4、D5則用來保護與之對應的續流二極管，防止故障電流沖擊續流二極管。當電容電壓過大或者MMC閉鎖時，VT3導通，使大電阻R成為電容和光伏電池的負載。

1.1子模塊運行原理

根據電流Iam的大小和方向，采用合適地開關狀態，就可使PM模塊的電容電壓穩定在最大功率點電壓，從而保證了PV組件的最大功率輸出。表1給出了PM模塊處于不同開關狀態和電流方向（Ism流入PM模塊時為正）時的PM模塊電容電壓U的變化過程。表中：開關狀態1對應IGBT開通，0對應IGBT關斷。根據光伏電池的不同光照下的V-I曲線可知，當光伏電池的輸出電壓過高時，也就是子模塊電容電壓過高時，光伏電池的輸出電流基本為零，PM工作模式相當于普通的半橋子模塊工作方式。

2.2 PM模塊電容電壓微調制

僅靠上層控制的并網電流解耦控制調節并不能保證每個電容電壓平衡。為此通過對各子模塊的參考電壓進行微調，間接地調節對應子模塊開關管在每個開關周期內的占空比，最終達到橋臂內部電容電壓平衡的控制效果。以MMc的A相橋臂第，個子模塊的驅動電壓生成過程為例，控制拓撲如圖4所示。第，個子模塊電容電壓實際值Uacj與整個橋臂的子模塊電容電壓之和Ua-cj平均值做差，所得的偏差量與該橋臂環流電流ij-ac的乘積經過比例和限幅環節，即為參考電壓的微調量Uajcrefo然后把A相的并網電流參考值Ua-ref與微調量相加，得到A相上下橋臂每個子模塊的獨立驅動信號Uadiffj，最后通過閥級調制策略對IGBT進行調制。

調制流程為：對于每個橋臂中的N個子模塊，采用相同開關頻率的正弦波，每個子模塊對應的三角載波依次移開1/Ⅳ個周期，即每一個子模塊三角波之間相差2π/N目位角，上、下2個橋臂的調制波相差180°或者為同一調制波皆可，再讓每一個子模塊的載波與對應的調制波進行比較，生成N組子模塊對應的PWM調制信號，這樣的話，任意時刻MMC投入運行的子模塊個數為Ⅳ，且每相的中上、下橋臂入的模塊個數互補。MMC的三相橋臂調制波的相位角參考值見下表2。

Uadiff-j，為本文設計的CPS-PWM，載波采用高頻率的三角波fc，幅值為0～1，相位角設置如表2所示，最后由調制波與三角載波的比較獲得子模塊的觸發信號。

4仿真驗證

本文仿真利用PSCAD/EMTDC電力系統仿真軟件搭建了一個基于MMC的分布式單級光伏并網模型，交流輸出為MMC的9電平構成，仿真時間為0.6 s，設直流電壓參考值為6 kV，橋臂電感為20 mH子模塊電容大小為5 000uf，載波頻率為500 Hz，交流側阻抗為10Ω。其中每個子模塊中并聯的光伏陣列的參數見表3。

PM模塊的電容電壓經過微調控制，電壓值穩定在0.67 kV左右，與光伏陣列的最大功率點追蹤控制電壓數值相差不大，其中一個PM模塊的電容電壓仿真結果見圖6。

MMC經過基于PI的電流解耦控制以后，三相交流輸出電壓和電流見圖7和圖8。

對A相的交流輸出電流進行諧波畸變率（THD）分析，結果如圖9所示，結果顯示最大畸變率為0 268%，仿真結果表明，本文所提出的MMc拓撲結具有很強的優勢，輸出電流最高諧波畸變率為0.268%，符合IEEEl547的電能質量要求。

5結論

本文提出的分布式單極MMC光伏并網系統適用大電容、高電壓的場合，而且子模塊直接與光伏電池并聯，省去DC/DC變換電路環節，MMC的交流輸出電壓和電流符合電能質量要求，無需濾波電路。通過基于PI的電流解耦控制和電容電壓微調控制，能夠使得每一個子模塊的電容電壓能夠穩定在與其并聯的光伏組件最大功率點電壓附近，從而確保PM模塊輸出效率最優。當MMC的電平數量增多時，本文設計的光伏系統優勢更加明顯。