交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)PWM整流器控制策略

陳平飛 劉勝永 王曹陽 王琦 鄭致飛

摘要：PWM整流器以其單位功率因數(shù)運行、網(wǎng)側(cè)電流諧波少等優(yōu)點被廣泛運用于交直流混合電網(wǎng)中。針對PWM整流器強耦合，非線性的特點，提出了一種基于交流電網(wǎng)電流前饋解耦的雙閉環(huán)控制策略，并對電壓外環(huán)控制器與電流內(nèi)環(huán)控制器進行詳細的分析和設(shè)計。理論分析表明：該方法能夠很好地進行dq坐標軸電流分量解耦;仿真驗證了該方法在交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)時，根據(jù)直流電網(wǎng)狀態(tài)實現(xiàn)并網(wǎng)整流/逆變運行：并網(wǎng)逆變時，PWM整流器單位功率因數(shù)運行;并網(wǎng)整流時，直流側(cè)電壓穩(wěn)定輸出，基奉無超調(diào)，負載波動時，動態(tài)響應迅速。

關(guān)鍵詞：PWM整流器;電流前饋;交直流混合電網(wǎng);解耦控制;并網(wǎng)運行

中圖分類號：TM762;TM461DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2020.01.004

0引言

隨著能源問題的日益加劇，可再生能源的開發(fā)和利用成為各個國家研究的重點。交直流混合電網(wǎng)作為新能源發(fā)電的載體備受人們關(guān)注。而交直流混合電網(wǎng)中的雙向電力電子變換器是整個能量的傳遞和控制核心，成為當下研究的熱點。PWM整流器以其單位功率因數(shù)運行、網(wǎng)側(cè)電流正弦化、能量雙向流動、直流側(cè)電壓穩(wěn)定等優(yōu)點成為了交直流混合電網(wǎng)雙向變換器的首選，在實際工程中獲得廣泛的研究和應用。

文獻[3-4]指出：交直流混合電網(wǎng)中，PWM整流器的強耦合和非線性的特性導致控制器設(shè)計較為困難，入網(wǎng)電流諧波畸變較大。針對這些問題，文獻[5]提出在交直流混合微電網(wǎng)并網(wǎng)運行時，以蓄電池的平抑作用使直流側(cè)光伏發(fā)電以恒定的功率通過交流側(cè)并入大電網(wǎng)，該方法雖然保證了恒定功率并入電網(wǎng)，減少入網(wǎng)電流諧波畸變，但是對系統(tǒng)模型要求較高，需要精確的蓄電池模型參數(shù)，理論計算較為復雜，實際工程應用中波動較大。文獻[6]建立了一種復合不確定性的交直流混合微電網(wǎng)運行優(yōu)化模型，運用蒙特卡洛方法對系統(tǒng)的評價指標模型進行分析，然后再進行復合不確定性評價來優(yōu)化電網(wǎng)運行。該方法為交直流混合微電網(wǎng)的運行優(yōu)化提供參考，提高混合微電網(wǎng)運行優(yōu)化對新能源、負荷和市場信息波動的魯棒性，但是在指標評價中存在不確定性，權(quán)重分配沒有統(tǒng)一標準。文獻[7]針對傳統(tǒng)電壓外環(huán)的非線性特性以及電流內(nèi)環(huán)無法實現(xiàn)完全解耦，導致直流電壓不穩(wěn)定，交流電流品質(zhì)因數(shù)不高的問題，提出了從控制電流出發(fā)建立基于dq坐標系的雙環(huán)結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)穩(wěn)定直流電壓，減少電流諧波，但是非線性參數(shù)處理計算量大，對于參數(shù)復雜的系統(tǒng)，難以實現(xiàn)理想控制效果。文獻[8]針對傳統(tǒng)PWM整流器非線性的特性難以實現(xiàn)PI參數(shù)的精確整定的問題，提出了基于模糊PI的智能控制器，穩(wěn)定直流側(cè)的輸出電壓，提高了系統(tǒng)動態(tài)響應性能，但是該設(shè)計方案過于依賴經(jīng)驗，工程上應用效果較差。文獻[9]通過分析儲能變流器在電網(wǎng)中的作用，提出了并網(wǎng)切換孤島過程補償算法與孤島切換并網(wǎng)過程預同步的儲能變流器無縫切換控制策略。該方法實現(xiàn)了兩種工作模式間的無縫切換，變流器輸出電壓電流平滑過渡，但是整個過程中算法較為復雜，對核心控制器要求較高，工程應用成本過高。

綜上所述，從理論角度出發(fā)，交直流混合電網(wǎng)的控制較為成熟，但是在實際工程應用中還存在很大限制。本文提出了一種工程上易于實現(xiàn)的交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運行時雙向PWM整流器控制策略：針對PWM整流器的強耦合問題，提出了電網(wǎng)電流前饋解耦和控制思想;以快速的動態(tài)響應能力來設(shè)計電流內(nèi)環(huán);以良好的抗干擾能力來設(shè)計電壓外環(huán)。最后，通過仿真驗證了該方法的有效性和實用性。

1PWM整流器模型建立

1.1PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)

三相電壓型PWM整流器電路拓撲結(jié)構(gòu)主要包含交流側(cè)電路、橋臂電路和直流側(cè)電路3部分。其交流側(cè)電路主要包含：三相對稱電源e_k（k=a，b，c），三相對稱電流i_k（k=a，b，c），交流側(cè)電感L，線路等效電阻R。橋臂電路由6個功率開關(guān)管反并聯(lián)續(xù)流二極管組成三相。直流側(cè)電路主要包含濾波電容C，直流負載R_L，直流側(cè)電壓U_dc負載電流i_L其拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。

1.2PWM整流器數(shù)學模型

在建立三相靜止坐標下PWM整流器數(shù)學模型之前，首先定義開關(guān)函數(shù)S_k：

本文只討論對稱的三相電源，并且線路等效電阻與等效電感也為對稱的。由KVL在靜止坐標系下建立三相電壓型PWM整流器的數(shù)學模型，得到如式（2）所示的電壓方程，其中u_NO表示N、O兩點之間的電壓。

由三相電源的對稱性可以得到三相電壓與三相電流的關(guān)系如式（3）所示。聯(lián)立式（2）、式（3）可以得到：

以上數(shù)學模型是建立在三相靜止坐標系下的，該數(shù)學模型的控制器設(shè)計較為復雜。為了簡化控制器設(shè)計，需要建立三相電壓型PWM整流器在dq坐標系下的數(shù)學模型，其dq坐標系下的數(shù)學模型為：

2控制策略

2.1交流側(cè)電流前饋解耦控制

三相PWM整流器是一個非線性系統(tǒng)，參數(shù)之間相互耦合，這就導致了經(jīng)過dq變換后得到的控制變量i_d和i_q存在耦合，無法實現(xiàn)單獨精確的控制，控制器設(shè)計困難。其耦合關(guān)系式如式（6）所示。

式中，e_d——d軸電動勢分量;e_q——q軸電動勢分量。

由式（6）很明顯地看出，dq坐標軸的電流分量出現(xiàn)耦合，無法實現(xiàn)獨立控制。要實現(xiàn)精確控制，必須進行解耦處理。本文采取電網(wǎng)電流前饋的方式進行dq軸分量解耦，將PI控制器設(shè)計思想應用于電流控制器中，通過控制dq坐標軸分量的大小來間接地控制輸入端的P、Q分量，其解耦公式為：

聯(lián)立式（6）和式（7）對耦合量進行解耦和處理，得到處理后的拉普拉斯變換狀態(tài)方程：

由式（8）可清晰地看出，i_d和i_q不再耦合，d軸和q軸分量之間不再相互影響，簡化了控制器的設(shè)計。

2.2電流內(nèi)環(huán)控制器設(shè)計

內(nèi)環(huán)主要作用是對電壓外環(huán)的輸出進行快速穩(wěn)定地跟蹤，并對電壓外環(huán)輸出的指令電流進行有效控制。典型I型系統(tǒng)的優(yōu)勢在于快速響應的能力，考慮到跟蹤控制的快速性，本文采用典型I型系統(tǒng)進行電流內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)的整定。在忽略電源擾動的情況下，可以得到電流內(nèi)環(huán)等效結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。由圖3的框圖，可以進一步得到簡化后的傳遞函數(shù)，k-表示增益系數(shù)，T為仿真周期。

2.3電壓外環(huán)控制器設(shè)計

電壓外環(huán)的主要作用是保證直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，減少電壓的波動。所以，電壓外環(huán)設(shè)計中要著重考慮穩(wěn)定性和抗干擾能力。典型Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計保證了控制器良好的抗干擾性能。故采用典型Ⅱ型系統(tǒng)對電壓外環(huán)進行PI參數(shù)的整定。電壓外環(huán)等效結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

進一步簡化后得到的傳遞函數(shù)：

T_ev為電壓采樣小慣性時間常數(shù)τ_v與電流內(nèi)環(huán)等效小時間常數(shù)3t.的合并，即T_ev=T_v+3T_s。令d_v=T_v/T_ev，d_v為中頻寬，選取中頻寬d_v=5，進一步化簡得到電壓外環(huán)的PI參數(shù)：

2.4控制系統(tǒng)框圖

對交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運行時雙向PWM整流器的控制采用雙閉環(huán)PI控制器，采用的解耦方式為電網(wǎng)電流前饋解耦。網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)過坐標變換后作為實際值與期望電流進行比較，經(jīng)過PI調(diào)節(jié)得到實際電壓值與期望電壓值進行比較。經(jīng)過SVPWM調(diào)制模塊后得到開關(guān)管地控制信號，用以控制IGBT的通斷，進而實現(xiàn)交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)時整流和逆變，其具體控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。

3仿真分析

綜上分析，論文采用搭建功率為10kw的變流器在交直流混合電網(wǎng)系統(tǒng)等效模型來驗證其功能。其中交流子網(wǎng)：電壓有效值為220v，電網(wǎng)頻率為50Hz，直流側(cè)負載電阻。直流子網(wǎng)：直流電源設(shè)置成可調(diào)電源用來模擬直流側(cè)電壓波動，直流側(cè)額定電壓為680v交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運行時的具體參數(shù)配置如表1所示。

3.1并網(wǎng)整流

當直流側(cè)實際電壓小于期望電壓，即：U_dcref時，直流側(cè)出現(xiàn)功率缺額，需要并網(wǎng)整流，實現(xiàn)交流側(cè)電網(wǎng)對直流電網(wǎng)的率補償。仿真設(shè)置時，直流電源電壓為650v，期望電壓為680v，仿真結(jié)果如圖6、圖7所示。

3.1.1并網(wǎng)整流

直流側(cè)輸出的實際電壓小于參考電壓時，需要交流電網(wǎng)對直流電網(wǎng)進行功率補償。能量由交流電網(wǎng)傳輸?shù)街绷麟娋W(wǎng)，直流側(cè)電壓由實際值上升到期望值，在電壓上升過程中無較大波動和超調(diào)量。

3.1.2負載突變情況下并網(wǎng)整流

仿真過程中，在0.05s時突然加入負載，在0.1s時突然減去負載。負載波動時，保證系統(tǒng)能快速響應，電壓穩(wěn)定輸出，盡可能減少超調(diào)量。其動態(tài)響應波形圖如圖7所示。

由圖6、圖7可以看出，并網(wǎng)整流時，電壓電流相位相同，無功功率為0，有功功率為正，交流側(cè)向直流側(cè)做功率補償。負載出現(xiàn)波動時，0.01s后系統(tǒng)達到新的平衡，系統(tǒng)動態(tài)響應迅速，基本無超調(diào)。直流側(cè)輸出電壓從650v開始上升，最后穩(wěn)定在680v，直流側(cè)電壓穩(wěn)定輸出。

3.2并網(wǎng)逆變

當直流側(cè)實際電壓大于額定電壓，即：U_dc>U_ref此時，說明直流側(cè)功率盈余，需要并網(wǎng)逆變，實現(xiàn)直流側(cè)電網(wǎng)向交流側(cè)電網(wǎng)進行功率回饋。設(shè)置直流電源電壓為710v，期望電壓為680v，仿真結(jié)果如圖8、圖9所示。

3.2.1并網(wǎng)逆變

直流側(cè)實際電壓大于期望電壓時，直流側(cè)出現(xiàn)功率盈余，此時需要向交流電網(wǎng)能量回饋。在并網(wǎng)逆變過程中電流與電壓反向，電壓由實際值下降到期望值，電壓下降過程中無較大波動。

由圖8、圖9可以看出，并網(wǎng)逆變時，電壓電流相位相反，無功功率為0，有功功率為負，直流側(cè)在向交流側(cè)做功率回饋，實現(xiàn)能量由直流電網(wǎng)回饋到交流電網(wǎng)中。直流電壓由710V開始迅速下降，最后穩(wěn)定在期望電壓680v左右。直流側(cè)輸出電壓穩(wěn)定，基本上無超調(diào)。動態(tài)響應迅速，負載變動時，功率和電壓都出現(xiàn)了波動，0.01s后，系統(tǒng)重新達到平衡，動態(tài)響應迅速，負載切除后能夠迅速恢復到原來的運行狀態(tài)穩(wěn)定運行。

4結(jié)論

本文通過交流側(cè)電網(wǎng)電流前饋的方法進行三相PWM整流器的解耦和處理，在雙閉環(huán)設(shè)計時以解決更快的動態(tài)響應能力來設(shè)計電流內(nèi)環(huán)，以較好的抗干擾能力要求來設(shè)計電壓外環(huán)。最后在Matlab/Simulink仿真系統(tǒng)中搭建功率等級為10kw的交直流混合電網(wǎng)并網(wǎng)運行的仿真模型。仿真結(jié)果表明交直流混合電網(wǎng)根據(jù)直流電網(wǎng)側(cè)的電壓情況進行整流/逆變，實現(xiàn)能量的雙向流動，直流側(cè)輸出電壓基本上無超調(diào)，穩(wěn)態(tài)性能好。負載波動時能快速響應，動態(tài)性能好，且整個系統(tǒng)設(shè)計簡單，易于工程上實現(xiàn)。