單級與雙級Boost變換器微能量收集電路的對比研究

張云睿，張一鳴，王旭紅，田德志

（北京工業大學 信息學部，北京 100124）

0 引 言

近年來，微機電系統（Micro-Electro-Mechanical System，MEMS）、無線傳感器網絡（Wireless Sensor Networks，WSNs）、智能穿戴設備與物聯網（Internet of Things，IoT）技術快速發展，使得微型電子設備在醫學、航天、軍事及監測等領域得到了廣泛運用[1-3]。然而，在微型電子設備供能方面，傳統電池的局限性也表現得更加突出，如設備數量上升帶來的電池更換與維護問題、大量的報廢電池帶來的環境保護問題以及電池壽命對設備壽命限制的問題等。因此，設備的自供能技術成為目前克服傳統供能方案的最好選擇。自供能設備的電能主要來源有熱能、振動能、太陽能、電磁能與生物能等[4-6]。傳統的微能量收集系統采用單級Boost變換器方案[7-9]，結構如圖1所示。

圖1 傳統微能量收集電路結構

微能量收集電路的特點有輸入電壓低、功率小、電壓傳輸比高、電路損耗低等，因此微能量收集電路的設計難點有：（1）輸入電壓低，功率小，導致開關變換器的效率很難提升；（2）整流電路存在較大的比較分壓，導致整流電路輸出電壓更低，這就要求輸入端電壓閾值足夠高；（3）高效率與高變比的平衡[4]。

1 微能量收集系統的設計

考慮到實際應用環境，微能量系統遵從的設計原則主要是低功耗、高效率和高電壓傳輸比。具體來說：（1）低功耗要求電路結構與控制結構盡可能簡潔；（2）高效率要求開關頻率既不能太高也不能過低，開關頻率過高會限制占空比上限而限制電壓傳輸比，也會增加系統的電壓應力，導致系統效率降低，開關頻率太低則會增加電感與電容體積，降低功率密度；（3）高電壓傳輸比存儲方式便于系統內組網供能，并滿足了電源高兼容性的要求。

為了便于對比分析，負載選為純阻性負載，系統設計參數為：

（1）輸入直流電壓范圍Uin：0.6～3.3 V；

（2）鋰電池充電電壓Uout：25.2 V；

（3）輸出電流Iout：0.2 A；

（4）輸出電壓紋波變化量小于2%。

電壓傳輸比為42。若使用傳統單級式Boost變換器，根據式（1）可得開關管開關占空比D范圍為86.9%～97.62%。

在忽略各種歐姆損耗的情況下，開關變換器的變換系數M與負載電流無關，但通常考慮到歐姆損耗，變換系數M一般限制在4～5。目前，技術發展變換系數上限也在不斷上升，因此在本文中將電壓傳輸比設定較高。

2 傳統單級Boost微能量收集系統分析

應用場合的不同使得傳統單級Boost微能量收集系統的設計方案眾多[10-11]。為了便于分析，本文將研究情形設定為應用于直流源輸入的微能量收集系統，前級輸入功率足夠且Boost變換器工作在CCM模式。傳統單級Boost變換器拓撲如圖2所示。

圖2 Boost變換器基本拓撲

根據電感伏秒平衡、電容安秒平衡特性以及CCM模式與DCM模式的臨界條件，可推導出電感取值公式、電容取值公式、電感峰值電流計算公式以及開通損耗計算公式：

式中：L為電感大小，C為電容大小，D為占空比，Uout為輸出電壓，Ts為開關周期，Pon為開通損耗，Rds(on)為開關管導通電阻。

一方面，為了滿足在下限輸入電壓情況下的運行條件，按照最高占空比97.6%進行計算。另一方面，考慮到關斷占空比為2.4%，需要保證電感有足夠長的時間給電容和負載供電，因此開關頻率不能太高。綜合臨界條件計算，所得的設定參數如表1所示。

表1 單級Boost變換器關鍵參數

此外，可計算出電感峰值電流ΔIL=14.64 A。當Rds(on)=44 mΩ時（以下計算均按此參數），開通損耗Pon=2.19 W。

圖3 單級Boost變換器Simulink建模

圖4 穩態下主要電壓電流波形

Matlab仿真建模及結果分別如圖3和圖4所示。可以看出，仿真結果基本與理論計算一致。式（5）中亦可反映出：開關管驅動信號占空比過高，導致通態時間長，主要損耗集中在通態上。為降低開關管通態損耗，在Boost變換器工作在CCM模式的前提下，選取合適電感值與電容值，使得電感電流波形接近臨界連續狀態，以降低開關管平均電流來降低開通損耗。由圖4仿真波形，可以計算出開關管通態仿真損耗為Pon≈2.54 W，略高于理論計算值，可近似得出此設計下單級Boost變換器的效率η≈Uout·Iout/(Uout·Iout+Pon)=66.5%。

3 兩級Boost變換器微能量收集方案

3.1 基本原理

在選定開關頻率的前提下，降低微能量收集變換器的整體功耗成為系統設計的重要目標。理論上，降低Boost變換器的功耗需要降低電壓傳輸比。具體上，可通過減小開關信號的占空比達到縮短開關管在周期內的通態時長的效果。此外，整個系統的設計目標是降低能量損耗，因此不能只考慮功率指標，還要考慮工作時間長度。綜合以上問題，兩級Boost開關變換器分時傳輸方案成為平衡上述問題的良好選擇，結構框圖如圖5所示。

該方案的特點是兩級Boost變換器中間加入的中繼儲能裝置（如電池、超級電容等），前級Boost變換器保證高效率收集能量，后級Boost變換器縮短能量存儲時間，即充電時間。具體工作過程：由第一級Boost升壓變換器實現從輸入源到中繼存儲電池的高效電能存儲；當中繼能量存儲閾值達到后，通過物理開關進行切換，此時富電存儲器成為二級Boost變換器的能量來源，負電存儲器接替進行前級能量收集。中繼儲能器的作用有兩個：一是作為電壓升壓傳輸的階梯，降低電壓傳輸高變比導致的電壓應力；二是為二級Boost提供穩定且較大功率電能輸入源，也為二級能量快速存儲提供條件。最終，推導該方案的能量損耗與單級Boost變換器能量損耗公式如下：

其中，Wd-loss為雙級Boost變換器在t0時間內的總損耗，Ws-loss為單級Boost變換器在t0時間內的總損耗，t0為中繼儲能器的充放周期，tl為中繼儲能器的充電時間，t2為中繼儲能器的放電時間，Pin1、Pin2、ηl、η2分別為第一級與第二級Boost變換器的輸入功率與效率，Ploss1、Ploss2分別為雙級Boost變換器的第一級與第二級損耗功率，Ploss0為單級Boost變換器方案的損耗功率。通過中繼儲能器的分時控制方式，實現一級Boost變換器持續工作，二級Boost在中繼儲能器滿充電壓閾值達到后開始工作。中繼能量存儲器選擇3.7 V鋰電池，其充電電壓為4.2 V。為了簡化分析，在此將電池看作恒負載，充電電流設定為0.2 A。因為二級Boost輸入源為中繼存儲電池，其能提供的功率更大，所以后級充電電流較單級更大設定為0.5 A。由以上公式可得，選擇不同容量的中繼電池可調節tl與t2的時間分配，達到降低能耗控制效果。基于此原理，第一、二級Boost變換器可以獨立進行建模分析。

圖5 兩級Boost變換器微能量收集系統電路框圖

3.2 兩級Boost仿真分析

兩級Boost關鍵參數設定如表2所示，仿真結果如圖6與圖7所示。

表2 兩級Boost變換器仿真參數

由此可以計算出第一、二級Boost升壓變換器損耗功率Ploss1≈0.05 W和Ploss2≈0.41 W，因此有Wd-loss=0.05t1+0.46t2。

4 實驗結果與分析

在t0時間段內，單級Boost變換器、兩級Boost變換器的能量損耗分別為Ws-loss=2.54t0和Wd-loss=0.05t1+0.46t2，其中 t0=t1+t2，顯然 Ws-loss＞ Wd-loss。兩級Boost變換器分時控制模式下，損耗明顯較單級Boost變換器低。在實際應用過程中考慮線路及二極管等損耗，效率差別將會更加顯著。經過對比仿真驗證可得，單級與雙級Boost變換器方案對于微能量收集應用的優缺點如表3所示。

5 結 論

本文針對微能量收集系統，對單級Boost變換器方案與雙級Boost變換器方案進行對比研究。同時，首次在微能量系統電路設計上提出了雙級Boost變換器分時控制方式。通過理論計算與Matlab建模仿真對兩種微能量收集方案的功耗情況進行詳細分析得出：雙級Boost變換器方案很好地解決了微能量收集系統電壓傳輸比高、功耗大的問題，可為微能量收集系統電路設計提供一種新的思路。

圖6 第一級Boost升壓變換器關鍵參數仿真波形

圖7 第二級Boost升壓變換器關鍵參數仿真波形

表3 單級與雙級Boost變換器優缺點