一種Ka/EHF頻段分波器(OMJ)的設計

阮云國，杜 彪，牛晟璞

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

21世紀，隨著社會對衛星通信和導航測繪需求的快速增長，越來越多的衛星工作于雙頻段或者多頻段，因此相配套的地球站天線也向多頻共用方向發展，目前應用較多的是C/Ku[1]，X/Ka[2]，S/X[3]，Ku/Ka[4]等雙頻段天線。近年來，Ka/EHF雙頻共用天線[5]被極大關注，進行相關研究工作，具有重要意義。

Ka/EHF雙頻天線要實現頻段共用，核心是饋源網絡實現雙頻共用，而饋源網絡的核心又在于分波器。針對傳統分波器影響高頻方向圖的問題，本文提出了一種新型的Ka/EHF頻段分波器設計方法。

1 分波器原理

分波器的結構如圖1所示，它的作用是將饋源網絡接收到的不同頻段信號低損耗分離開，分波器有2種實現方式：一種是先提取低頻信號，讓高頻信號直通通過；另一種是先提取高頻信號，讓低頻信號直通通過。前者工作帶寬較寬，后者工作帶寬較窄，因此本案選擇前者。該方案的原理是：Ka/EHF頻段分波器的錐角變換段上開有耦合孔，耦合孔的諧振頻率處于Ka頻段，且耦合口處配置低通濾波器，這樣在耦合口處就對EHF頻段信號形成一個短路面，由于分波頭所采取的漸變過渡曲線正好對Ka頻段信號是截止的，因此Ka頻段信號就只能從耦合口處通過， EHF頻段信號只能由直通口通過，最終實現高低頻段信號的分離[6-7]。

圖1 分波器結構圖Fig.1 Structure of the proposed OMJ

Ka/EHF分波器由分波頭(耦合頭)和低通濾波器所組成，分波頭和濾波器在組合之前必須獨立設計，之后再進行整體優化分析。

2 分波頭的設計

圖2所示的分波頭是一個多端口器件，其結構是在一個口徑逐漸變小的過渡圓波導中間位置開4個90°均布的耦合孔，過渡波導的入口工作于Ka/EHF全頻段，Ka頻段信號由耦合孔耦合通過，EHF頻段信號由過渡波導直通端口通過。

圖2 耦合頭結構示意圖Fig.2 Structure of the tapered secton

分波頭有多個重要設計參數，分別是分波頭的過渡曲線、入口半徑R1、出口半徑R2，耦合孔的位置ZL、耦合孔的長度L0與寬度W0。分波頭的入口半徑選擇至關重要，口徑過大會引入過多高次模，口徑過小則帶寬較窄，通常入口直徑要保證TE11模傳輸，為了展寬帶寬可以讓少量TM01模存在[8]。

根據圓波導理論[9-10]和圓波導中各模式截止波長分布如圖3可知，為了保證主模傳輸，R1需滿足：

2.62R1≤λL-max≤3.412R1，

(1)

即

(2)

式(2)確定的是一個取值范圍，為了工程設計方便，選取圓波導的截止波長為1.2倍工作頻段的最低頻波長，即入口半徑為0.35λL-max左右。

耦合孔開孔處的電場非常復雜，理論計算很難得出精確解，通常可按以下取值范圍作為初始值[11]。

耦合孔的長度為：

L0=(0.4-0.6)*λ0；

(3)

耦合孔的寬度為：

W0=(0.01-0.03)*λ0，

(4)

式中，λ0為工作頻帶中心頻率波長。

圖3 圓波導中各模式截止波長分布圖Fig.3 Cut-off wavelengths’ distribution of different modes in circular waveguide

為減少高次模的產生，分波頭的內壁過渡采取曲線形式，曲線的公式可選為：

(5)

式中，L為過渡段的總長度，R1為入口半徑，R2為出口半徑。坐標系的原點在過渡段軸線與R2的交點，y方向是過渡段的徑向方向，x方向是過渡段的軸向方向。

根據上述分析，Ka/EHF分波頭的初始參數確定為：R1=10.6 mm，R2=7 mm，L0=8 mm，W0=0.35 mm。

3 低通濾波器的設計

由分波器原理可知，為使分波頭對高頻信號產生短路面，分波頭的耦合口處需配置低通濾波器，因此低通濾波器的設計和選擇至關重要。低通濾波器種類較多，可用做分波器的有脊波導濾波器、褶皺型濾波器、塊模濾波器和膜片濾波器[12-16]等。本設計根據頻率配比選擇了褶皺型波紋濾波器[17]，其腔體諧振結構如圖4所示。該濾波器的輸入端口波導較窄，阻抗較高，可以很好地和分波頭的耦合口進行匹配，另外其具有匹配良好的寬通帶和高衰減的寬阻帶，可以抑制3倍工作頻率的高次模傳輸。

從阻帶上看，褶皺型波紋濾波器本質是一種帶通濾波器，因為當波導寬邊小于波導截止波長時，所有低于截止頻率的頻率將呈快速衰減狀態，使其具有先天的帶通特性。從抑制度上看，該濾波器對帶外頻率抑制較好，當濾波器以H01模傳播時，濾波器對第2、第3和第4諧波通帶的衰減抑制較大，即使是H40這樣的偶次模式，考慮對稱性的話，也會被衰減50 dB以上[18]。

褶皺型波紋濾波器由兩部分組成，分別是波紋諧振結構和阻抗變換器，二者缺一不可。

圖4 波紋諧振結構示意圖Fig.4 Illustration of corrugated resonant cavity

在圖4所示的褶皺波紋諧振結構設計中，傳統基于鏡像參數的設計方法[15]有許多近似，一般后期需要用螺釘調配來修正和改善性能，這種方法對于工作于低頻的微波網絡適用，但對于Ka，EHF頻段如此高的頻段顯然不適用，必須尋求一種更精確的設計方法。本設計利用了RALPH·LEVY提出的分布式參數低通原型[18]，利用該原型幾乎可以直接實現一個低通諧振結構。

由低通原型濾波器特性圖5可知,該波紋諧振結構有如下關系式：

(6)

通帶帶寬：

(7)

帶內波紋駐波：

(8)

圖5 低通原型濾波器特性Fig.5 Characteristic of Low-pass filter prototype

根據濾波器理論可知[17]，切比雪夫等波紋衰減響應方程如下所示：

(9)

式中，Tn表示第n階切比雪夫的根，當已知衰減抑制為L時，可計算出反射系數Γ：

(10)

又知單節波導傳輸線的阻抗傳輸矩陣可寫為：

(11)

其中，

(12)

根據上述關系式及微波網絡A參數級聯理論，可以迭代出每節的阻抗值，但該計算過程較復雜，為簡化設計，可以借助LEVY所制作的計算表來完成初始模型建立，表1列出了4節17單元諧振結構的低通原型濾波器阻抗值。

表1 17單元諧振結構的低通原型濾波器阻抗值
Tab.117 units’ impedance of Low-pass filterprototype with corrugated resonant cavity

序號L=172.41BW=0.6L=91.87BW=1L=61.29BW=1.2L=34.04BW=1.411.7091.2381.1451.08920.3700.6630.7980.90433.5291.9151.5101.25040.2740.4930.6300.78553.9602.2371.7681.41060.2600.4570.5750.71774.0682.3241.8591.49780.2560.4490.5600.69394.1002.3431.8801.521

根據分波器的帶寬和抑制需求，選擇BW=1.2，L=61.29 dB，按照數據表可得到相應傳輸線的阻抗值：

Z1=1.145 0Z2=0.797 0Z3=1.510 0

Z4=0.630 0Z5=1.768 0Z6=0.574 7

Z7=1.859 0Z8=0.560 0Z9=1.880 0

傳輸線的阻抗值是在默認波導傳輸線的寬邊a不變的情況下得到的，為把波導阻抗值轉換為實際波導尺寸，可利用波導的特性阻抗式(13)計算。

(13)

由于褶皺波紋波諧振結構的出口較窄，無法與標準波導進行匹配，因此還需要進行阻抗變換，以期獲得最佳匹配。常用的阻抗變換器是1/4波長阻抗變換器[18]，該變換器的單節帶寬較窄，采取多節形式時，會有非常好的寬帶特性，該型阻抗變換器綜合可見文獻[15-19]。

文獻[15]指出，在給定使用帶寬Wq、衰減R以及中心頻率等技術指標后，可按式(14)進行綜合。

(14)

式中，n為阻抗變換器節數，ρ為電壓駐波比。根據式(14)，可以很方便地計算出阻抗變換器在一定帶寬下所需1/4波長阻抗的節數，進而可以求得每一節的特性阻抗，另外利用阻抗變換特性，ZiZn-i+1=R可以將計算的值減少1/2。

按照上述方法，本文設計了帶寬19～22 GHz的波導型阻抗變換器，計算結果如圖6所示。

圖6 四節阻抗變換器回波損耗仿真結果Fig.6 Simulation result of return loss for four section impedance transformation

從計算結果看，阻抗變換器回波損耗在整個使用帶寬內，低于-29.5 dB，匹配效果非常理想。

波紋諧振結構和阻抗變換器設計完畢后，按照上述2個最優結果建立了完整濾波器的仿真模型，仿真模型如圖7所示，最終計算結果如圖8所示。

圖7 皺褶型波紋濾波器仿真模型Fig.7 Simulation model of the corrugated-skirt type filter

圖8 皺褶型波紋濾波器S參數仿真結果Fig.8 Simulation result of S-parameter for corrugated-skirt type filter

從圖8看出,皺褶波紋濾波器在19～22 GHz帶寬內，回波損耗低于-22 dB，對43～46 GHz的抑制達到了80 dB，展示了其良好寬帶低通特性和對高次諧波抑制的特性。

4 分波器的仿真優化與測試

分波器的建模過程是將濾波器一端保留過渡波導，另一端裝配到耦合頭的耦合口處，建好的CST仿真模型如圖1所示。在分波器的整體仿真優化中，以Ka和EHF兩個頻段的回波損耗和對EHF頻段的抑制度為優化目標；以耦合口的尺寸、耦合口的位置和耦合口與濾波器之間的匹配段長度為優化對象。從計算結果可以看出，分波器在Ka頻段和EHF頻段都得到良好的匹配。

按照最佳優化參數所加工的Ka/EHF分波器實物如圖9所示，測試結果如圖10和圖11所示。

實測結果與仿真結果對比曲線中顯示，分波器在接收頻段的回波損耗小于-22 dB，在發射頻段的回波損耗小于-25.2 dB，實測電氣性能與仿真計算結果基本吻合。對于存在的差別，原因應該是分波器的尺寸精度過高，而本次機加工過程中卻未達到要求所致。

圖9 分波器實物圖Fig.9 Fabrication of the proposed OMJ

圖10 分波器接收頻段回波損耗仿真與測試對比Fig.10 Comparison of simulated and measured results of return loss in receiving frequency band of OMJ

圖11 分波器發射頻段回波損耗仿真與測試對比Fig.11 Comparison of simulated and measured results of return loss in transmitting frequency band of OMJ

5 結束語

本文詳盡介紹了微波網絡核心部件Ka/EHF分波器的組成原理，描述了分波頭相關參數的選取原則。介紹了利用分布參數低通原型設計皺褶波紋濾波器的步驟，加工了樣機并進行電氣指標測試，分波器在接收頻段的回波損耗小于-22 dB，在發射頻段的回波損耗小于-25.2 dB，實測數據和仿真計算數據基本吻合，驗證了本文采用設計方法是可行和有效的。