儲能變流器孤島模式下控制策略研究

王 鵬，黃日帆，高 帥,2，范麗波,2

（1.許昌學(xué)院 國際教育學(xué)院，河南 許昌 461000；2.華北水利水電大學(xué) 電力學(xué)院，河南 鄭州 450000；3.廣西科技師范學(xué)院 機(jī)械與電氣工程學(xué)院，廣西 來賓 546100）

0 引 言

20世紀(jì)90年代，以Dewan S B、Wu R為代表的科研人員較為全面地分析了三相變流器的時域數(shù)學(xué)模型，建立了低頻和高頻模型[1]。Dong Y H和Chun T R等人提出對變流器進(jìn)行dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，并建立了低頻的變流器等效電路模型[2]。

按拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，儲能變流器可分為AC/DC型儲能變流器和DC/DC-AC/DC型儲能變流器[3-5]。AC/DC型儲能變流器具有結(jié)構(gòu)簡單、控制策略容易實現(xiàn)以及運行效率高等特點。在結(jié)構(gòu)上，DC/DC-AC/DC型儲能變流器比AC/DC型儲能變流器多一個DC/DC直流變換環(huán)節(jié)。DC/DC-AC/DC型儲能變流器的器件較多，導(dǎo)致其效率低下，且需要充分考慮DC/DC變流環(huán)節(jié)和AC/DC變流環(huán)節(jié)的協(xié)調(diào)控制，控制方法復(fù)雜[3-6]。隔離變壓器可以實現(xiàn)電壓和電流的變比，同時能夠有效隔離系統(tǒng)一次側(cè)和二次側(cè)的電氣，在電網(wǎng)發(fā)生故障時能對儲能變流系統(tǒng)起到關(guān)鍵的保護(hù)作用，以有效減少損失[7,8]。變壓器隔離一般分為工頻變壓器隔離和高頻變壓器隔離兩種。工頻隔離變壓器具有結(jié)構(gòu)簡單、體積大、效率低以及故障率較低等特點。高頻變壓器的特點是體積小、噪音低以及效率高，應(yīng)用范圍廣泛，能有效提高儲能變流器的功率密度。

在控制算法方面，為實現(xiàn)變流器網(wǎng)側(cè)電流正弦化和單位功率因數(shù)運行，科研人員將脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）技術(shù)引入變流器[9]。基于PWM技術(shù)的控制技術(shù)研究具有重要的現(xiàn)實意義，符合我國建設(shè)資源節(jié)約型社會發(fā)展的需要。

本文主要針對儲能變流器在孤島模式下的控制策略進(jìn)行研究，建立了儲能變流器的孤島恒壓恒頻工作模式，并設(shè)計了相應(yīng)的控制策略。通過搭建MATLAB仿真模型，驗證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并為后續(xù)儲能變流器系統(tǒng)在結(jié)合電網(wǎng)、光伏與負(fù)載不同情況下的應(yīng)用提供了理論支撐。

1 控制結(jié)構(gòu)

根據(jù)儲能變流器的孤島模式工作方式，給出孤島控制結(jié)構(gòu)框圖，如圖1所示。當(dāng)儲能系統(tǒng)脫離電網(wǎng)運行時，三相交流母線失去了公共電網(wǎng)電壓和頻率支撐。首先設(shè)定的系統(tǒng)工作頻率為fref，本文選定fref=50 Hz。系統(tǒng)的角速度為2πfref=100πrad/s，通過系統(tǒng)角度積分得到相角θ作為系統(tǒng)輸出電壓相位。給定有功電壓分量Vdref與無功電壓分量Vqref指令，通過電壓、電流雙環(huán)控制器控制變流器輸出電壓幅值和相位。將Park反變換后的電壓信號U*通過SVPWM調(diào)制輸出驅(qū)動脈沖來驅(qū)動開關(guān)管，以獲得所需的理想電壓。

圖1 孤島模式控制結(jié)構(gòu)圖

2 控制器設(shè)計

2.1 功率控制器設(shè)計

將電網(wǎng)電壓、電流變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下，得到Vd和id以及儲能變流器實時功率P和Q：

本文采用電網(wǎng)電壓矢量定向的方式，鎖相環(huán)輸出Vd與d軸重合，有Vd=0，則式（1）表示為：

在電網(wǎng)電壓矢量被鎖相環(huán)精確鎖相的條件下，儲能變流器輸出的有功P、無功Q分量只與同步坐標(biāo)系下的電流id、iq有關(guān)。通過控制id、iq，可以實現(xiàn)電網(wǎng)對有功、無功的獨立控制。通過式（2）求出電流環(huán)給定電流iq、id的大小為：

2.2 電流環(huán)控制器設(shè)計

對兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸和q軸分量進(jìn)行解耦，變流器在兩相dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：

式中，dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的d軸、q軸分量處于耦合狀態(tài)。控制器的設(shè)計相對復(fù)雜，首先要進(jìn)行PQ解耦，即：

式中，KiP和KiI分別為電流PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；id*和iq*為dq坐標(biāo)系下d軸和q軸電流的給定值。當(dāng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d軸和電網(wǎng)電動勢矢量一致，有d軸分量Ud=Uq，則q軸的分量Uq=0。

通過電流內(nèi)環(huán)的解耦，實現(xiàn)有功分量和無功分量的單獨控制。考慮電流環(huán)的對稱性，詳細(xì)分析d軸的電流環(huán)設(shè)計，分析計算出PI調(diào)節(jié)器參數(shù)。解耦后的id電流內(nèi)環(huán)控制框圖如圖2所示。

圖2 id電流環(huán)控制結(jié)構(gòu)框圖

在理想狀態(tài)下，Ud擾動量忽略不計，KPWM為變流橋路的等效放大系數(shù)，值等于1。PI調(diào)節(jié)器積分時間常數(shù)用τi表示，電流內(nèi)環(huán)電流采樣周期用Ti表示，流內(nèi)環(huán)信號采樣延遲用1/(1+Tis)表示，PWM控制的小慣性環(huán)節(jié)用KPWM/(1+0.5Tis)表示。

本文按典型Ⅰ系統(tǒng)原則設(shè)計電流環(huán)[10]。取τi=L/R，抵消開環(huán)傳遞函數(shù)的零點與極點。對結(jié)構(gòu)圖中的小時間常數(shù)進(jìn)行整理合并，根據(jù)電流閉環(huán)結(jié)構(gòu)圖可知其開環(huán)傳遞函數(shù)Go(s)為：

將PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)GPI(s)寫成零極點形式：

式中，KiI=KiP/τi。加入PI調(diào)節(jié)器，采用零極點對消法，加入補(bǔ)償環(huán)節(jié)，系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)數(shù)Goc(s)為：

式中，T1=1.5Ti；K1=KPWMKiP/R。由Ⅰ型系統(tǒng)的二階最佳整定法，將其與典型Ⅰ型系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)標(biāo)準(zhǔn)式進(jìn)行比較，此時ξ=0.707[10]。可得：

根據(jù)式（9），得：

式（10）中，根據(jù)設(shè)計要求帶入數(shù)值即可求出電流內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)KiP和積分系數(shù)參數(shù)KiI。

2.3 電壓環(huán)控制器設(shè)計

直流電壓環(huán)主要用于控制變流器直流側(cè)電壓穩(wěn)定，實現(xiàn)對儲能電池恒壓充電。該模式下，電流環(huán)為電壓外環(huán)的一個傳遞函數(shù)。當(dāng)儲能變流器運行于單位功率因數(shù)時，由交直流側(cè)能量守恒原理，可得交流側(cè)電流idc與直流側(cè)電流Im的關(guān)系為：

式中，PWM調(diào)制度m≤1；θ為初始相位角度。系統(tǒng)電壓外環(huán)的控制結(jié)構(gòu)如圖3所示，Tv表示直流電壓外環(huán)的采樣時間常數(shù)，其中KvI+TvKvPs/Tvs表示PI環(huán)節(jié)。電壓外環(huán)對直流側(cè)電壓進(jìn)行控制，具有穩(wěn)定直流側(cè)母線電容電壓的作用。同時，電壓外環(huán)的輸出值將作為電流內(nèi)環(huán)的給定值。電壓外環(huán)的截止頻率較低，時間常數(shù)較大。對電壓外環(huán)來說，電流內(nèi)環(huán)的采樣時間Ti很小，因此可忽略傳遞函數(shù)二次項，將其簡化為一個簡單的慣性環(huán)節(jié)。

圖3 電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)圖

電流內(nèi)環(huán)作為電壓環(huán)的傳遞函數(shù)Gic(s)，表示如下：

當(dāng)m=1、cosθ=1時，設(shè)計最復(fù)雜，此時設(shè)計的電壓控制器在任何情況都能達(dá)到控制系統(tǒng)需求。

因為1/(1+Tvs)為電壓外環(huán)信號采樣的延時環(huán)節(jié)，1/(1+3Tis)為電流閉環(huán)傳遞函數(shù)，其中Tv和Gci(s)中的3Ti都是小慣性時間常數(shù)，所以可以將這兩項合并，得到新的傳遞函數(shù)Gov(s)為：

忽略iL的影響，簡化電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)，如圖4所示。

圖4 簡化的電壓環(huán)控制結(jié)構(gòu)

電壓環(huán)控制的目的是穩(wěn)定變流器直流側(cè)電壓，以滿足儲能變流器對儲能電池進(jìn)行恒壓充電。考慮到電壓外環(huán)的抗干擾性，按典型Ⅱ型系統(tǒng)設(shè)計電壓PI調(diào)節(jié)器。

電壓環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)Kvi為：

由此得電壓環(huán)中頻寬hv為：

根據(jù)典型Ⅱ型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定原則，可知：

由式（15）～式（17）可得電壓控制器PI參數(shù)設(shè)計公式：

式（17）為直流電壓環(huán)PI參數(shù)計算公式，在工程調(diào)試時進(jìn)行適當(dāng)修改，可得到一組最合適的PI參數(shù)。

3 仿真分析

在MATLAB/simulink中搭建三相儲能變流器仿真模型，通過仿真分析驗證系統(tǒng)在孤島模式下的運行控制原理及其控制策略。整體仿真模型如圖5所示。

圖5 儲能變流器仿真模型

仿真模型的相關(guān)參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

圖6為儲能變流器孤島運行模式下空載啟動波形。由圖6可知，電壓經(jīng)過0.01 s達(dá)到額定值，交流輸出電壓THD小于1%。需要說明的是，圖中的3條波形對應(yīng)電壓三相電的每一相。

圖6 孤島模式下空載啟動波形

圖7為儲能變流器孤島模式下由空載切到滿載的仿真波形，0.1 s系統(tǒng)由空載切到滿載，系統(tǒng)輸出電壓無明顯跌落，交流輸出電壓THD小于1%。需要說明的是，圖中的3條波形對應(yīng)電壓三相電的每一相。

圖7 孤島模式下空載切滿載波形

圖8為離網(wǎng)模式下交流側(cè)A相電壓、電流波形和直流側(cè)A相電壓、電流波形。由圖8可知，0.1 s負(fù)載由空載切到滿載，直流側(cè)電流經(jīng)過0.02 s達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)且電流紋波較小，交流側(cè)電流穩(wěn)定后其THD小于1%，系統(tǒng)平穩(wěn)運行。

圖8 空載切換滿載電壓、電流波形

圖9為系統(tǒng)在空載和滿載工況下交流側(cè)輸出電壓諧波含量分析，可知系統(tǒng)孤島模式下空載模式下交流側(cè)輸出電壓THD為0.62%，滿載運行模式下THD為0.40%。

圖9 A相電壓諧波畸變率

通過模擬儲能變流器系統(tǒng)并網(wǎng)模式和孤島模式，對并網(wǎng)模式下系統(tǒng)啟動、充放電切換、負(fù)載突變以及離網(wǎng)模式下啟動帶載等工況進(jìn)行了仿真。仿真結(jié)果表明，設(shè)計的儲能變流器具有響應(yīng)速度快、平穩(wěn)運行以及電能質(zhì)量較高等優(yōu)點。

4 結(jié) 論

本文主要研究儲能變流器在孤島模式下的控制策略，給出了孤島控制框圖，設(shè)計了變流器的控制系統(tǒng)，并根據(jù)不同的性能指標(biāo)要求完成了不同工況下系統(tǒng)的電流環(huán)、電壓外環(huán)的設(shè)計，最后給出了儲能變流器系統(tǒng)在孤島模式下的MATLAB仿真模型。仿真分析表明，設(shè)計的儲能變流器具有響應(yīng)速度快、平穩(wěn)運行以及電能質(zhì)量較高等優(yōu)點。