基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究

曾濤，張磊磊

（中航飛機西安飛機分公司特設處，西安 710000）

引言

隨著科學水平的日益精進，航空飛行的信號傳輸性能也得到了顯著提升[1]。飛機在進行空中飛行時，其飛行CNS（通信導航監(jiān)視）信號不僅需要在指揮系統(tǒng)內部進行輸送，還需要在各個單位及臺站間完成信號互換。而軟件無線電可以極大程度保證信號的精準輸出，軟件無線電是一種寬頻段、多性能的無線電通信技術，其主要功能均依靠軟件來實現(xiàn)，可利用不同的算法在平臺上進行計算，得到即時的信號波形、調制模式等，進而為飛行過程提供可靠的無線通信服務[2]。

為了提升信號傳輸?shù)木_性，文獻[3]提出一種基于跨層編碼加性復用機制的超奈氏5G信號帶寬優(yōu)化傳輸算法。在預成型過程中引入零化機制，去除信號滾降系數(shù)的頻譜銳化特征，提升信號發(fā)射過程中的帶寬頻率利用效率。在信道編碼時運用跨層編碼技術得到碼元的最優(yōu)能量，同時在碼元發(fā)射過程中利用誤差掃描檢測技術建立信道交互復用機制，改善碼元存在的頻率漂移，提高了信道的數(shù)據(jù)傳輸能力，抑制了信道傳輸中的噪聲干擾。該方法雖能有效提升信號傳輸精度，但運算過程復雜，缺乏即時性。文獻[4]提出一種基于星座圖恢復和卷積神經網(wǎng)絡的多進制相位調制信號識別算法。首先設置相鄰采樣點距離和相位角的閾值，通過閾值篩除出發(fā)生符號間干擾的采樣點，保存剩余的有效采樣點并組成聚類組，利用旋轉相鄰聚類組剔除載波頻偏帶來的影響，實現(xiàn)星座圖恢復。最后運用卷積神經網(wǎng)絡對星座圖進行特征自動提取及調制識別，但該方法導致信號傳輸誤差率較高。

總結傳統(tǒng)方法的不足，提出一種基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究方法。利用PCI總線的多處理協(xié)調能力構建軟件無線電平臺，該平臺具備優(yōu)秀的適應性及交互性，為信號的可靠性傳輸提供先決條件。設計CNS高動態(tài)信號模型，確保飛行時可以快速得到信號所在位置并進行跟蹤。使用基于軟件無線電的QAM信號調制方法，增強信號傳輸信噪比，利用CNS信號參數(shù)判斷飛行是否位于安全間隔，提升飛行的安全性。

1 構建軟件無線電平臺

軟件無線電的關鍵特征是模塊化與開放性，這兩點特征集中表現(xiàn)于軟件無線電所使用的開放式標準化總線組成中[5]。將PCI總線作為系統(tǒng)總線來建立MTRS功能模塊參照模型內的連接部分，把各個功能模塊設計為基于PCI總線程序的即插即用硬件拓展卡，使用計算機的計算處理、儲存、PCI總線插槽和人機端口資源構造一個軟件無線電平臺，如圖1所示。

天線接受射頻信號要通過模擬上/下變頻，由射頻轉換為中頻，并輸入至計算機內軟件無線電平臺的PCI拓展卡。在拓展卡中實現(xiàn)信號模數(shù)變換與數(shù)字下變頻處理后，把中頻信號下變頻至基帶[6]，然后通過PCI總線將數(shù)據(jù)輸送至DAP基帶處理拓展卡或CUP板上實現(xiàn)基帶信號處理，其處理內容包括信號的編碼解碼、加密解密等，完成基帶信號在高速網(wǎng)絡內的相似處理。

在軟件無線電平臺的中頻處理子系統(tǒng)內，使用ICS-652 ADC板集成DC-50-WN，實現(xiàn)中頻信號的模數(shù)轉換及數(shù)字信號下變頻，即組建一個ADC+DDC拓展卡核心芯片電路。利用ICS-660 ADC板集成DC-60-M1，實現(xiàn)基帶數(shù)字信號上變頻與中頻信號的模數(shù)轉換，組建一個DAC+DUV拓展卡核心芯片電路。

2 CNS高動態(tài)信號模型

為了確保飛行時可以及時捕獲及追蹤信號，減少飛行事故發(fā)生，構建CNS高動態(tài)信號模型。高動態(tài)可理解為發(fā)射機和接收機擁有較快速率及導數(shù)運動的過程，通常情況下載體要比運動速率大1 km/s。

假設第i顆可見星L1波段的C/A碼信號在tT時間進行信號發(fā)射，此時衛(wèi)星廣播的L1波段C/A碼信號ST,i(tT)可描述為：

式中：

PT—發(fā)射信號功率；

Di(tT)—報文調制；

Ci(tT)—偽隨機噪聲擴頻序列；

φ0,i—載波初相；

fL1—L1波段的頻率。

在接收時間為tR的情況下，天線遭到擾亂時的高動態(tài)接收信號可表達成：

圖1 軟件無線電平臺構造圖

式中：

SR,i(tR)—tR時段的接收信號；

PR,i—信號接收時的功率；

δtd,i—信號碼相位的所有時延；

δt'd,i—載波相位的延遲總時間；

ζ—偽碼時延偏差率；

fdop,i—干擾信號的頻率。

若信號定位時間tR相對的本地時間為tr，那么tr=tR+δtr，δtr是本地時間的誤差。因此將本地時間作為參照量[7]，天線遭受干擾時的接收信號可表達為：

按照衛(wèi)星信號的延時特征，則延時δtd,i與δt'd,i可依次表達成：

式中：

ρi—接收機的幾何斜距；

δtsv,i—相對時間誤差；

δttrop,i—信號向使用者發(fā)送過程中內的對流層延時；

δtion,i—相對的電離層延時。

接收天線端口表面的射頻接收信號經過射頻前方的下變頻操作后可得到中頻信號[8]。若振蕩器聯(lián)合的三級頻度是fLOC1、fLOC2、fLOC3，那么在接收時間為tr時，通過三級混頻和低通濾波后生成的下變頻輸出可描述為：

下變頻信號利用欠采樣后，得到的輸出信號就是中頻采樣信號，可表達為：

式中：

fIF—CNS信號采樣前的中頻；

fTDC—通過L1射頻到中頻而生成的頻率轉移值。

采樣后的中頻IF3轉換成采樣頻率fs的鏡頻信號，最后得到的偽中頻f'可表達為：

IF

式中：

fIF－fs—偽中頻的真實值；

δfLOC/—振蕩器的歸一化頻率偏差，其與振蕩器誤差對CNS信號頻率的影響相同，可將其作為CNS信號的頻率偏差。

將式（3）～式（7）相融合，得到采樣限期Ts，則下頻信號使用欠采樣后輸出的CNS中頻信號SIF,i(kTs)的表達式為：

式中：

AIF,i—表示混頻后CNS信號的振幅；

—多路徑反應；

(t)—多路徑噪聲；r

φIF,i—混頻后的頻率偏差對載波相位的影響。

信號功率是經過大氣傳輸退減、全方位天線接收后的可用信號功率[9]。而與信號功率相比，接收機的能效更能決定信噪比的大小，所以對CNS信號而言，信噪比是說明其信號強度最為實用的參變量。

若第i顆可見衛(wèi)星傳播信號的噪聲為ni(tr)，其方差是，幅值是A，信噪比是SNR，那么SNR的詳細n,iii轉換方案為：將CNS信號的幅值作為單位，按照設置的信噪比SNRi反向推導引入的噪聲幅值，可使用載噪比C/N0,i估算出應該引入的噪聲幅值數(shù)目，每個參變量的推導過程為：

其中：

AC,i—可見衛(wèi)星信號的載波幅值。

把參變量的推算過程加入至C/N中，經過整合0,i可得到：

按照式（11）估算出需要的噪聲幅值，以此實現(xiàn)變換SNRi的目的，從而得到信號模擬過程中所需要的信號強度。

多路徑反應對CNS接收信號的有效性有較大影響。為了將多路徑反應做適當簡化，直接在含有噪聲的CNS信號內對其進行改善，同時利用設定多路徑反應的有關參變量來完成固有水準的多路徑反應研究。多路徑CNS信號可表示為：

式中：

γMP,i—通過物體反射后映入接收機的信號幅值和直射入射到接收機內的信號幅值的對比值，對比值的大小和反射性質有密切關聯(lián)，必須滿足γMP,i＜1；

δtMP,i—信號經過反射后的時間延遲。

想要直觀凸顯出多路徑反應對CNS信號的影響，δtMP,i數(shù)值的選擇范圍應符合：

式中：

TC—C/A碼的碼元寬度；

d—追蹤C/A碼中時延封鎖環(huán)路的相關區(qū)域，通常情況下為一個碼元寬度。

3 基于軟件無線電的QAM調制信號

對相干調節(jié)系統(tǒng)而言，接收方一定要具備本地載波才可以進行解調[10]。在通信系統(tǒng)的發(fā)送位置端口，雖然使用的載波頻率為ωc，但因為在進入線路前要采取數(shù)模轉換等相關處理手段，因此接收方獲得的信號載波頻率與原有載波頻率ωc的準確率存在很大差別，同時考慮到收發(fā)雙方的晶振極有可能保留一定的頻率誤差，因此發(fā)送端與接收端之間的載波頻率通常會有幾十赫茲的微小移動。為了提高CNS信號的可靠性，需要對頻率誤差進行相應補償。

經由天線端接收的模擬信號通過射頻調整、模擬轉變及中頻處理后，成為低頻率載波信號R(t)。R(t)和本地載波進行相乘解調后，利用低通濾波就可以輸送至決策系統(tǒng)內，它和傳統(tǒng)QAM接收系統(tǒng)最根本的差別在于該系統(tǒng)具備反饋功能，能夠根據(jù)解調之后的結果推算出目前階段的解調偏差，并按照偏差大小和正負來操控載波系數(shù)表的轉移[11]。

在QAM調制系統(tǒng)內，接收端R(t)可描述為：

經過同相發(fā)射支路，將其與載波進行相乘，可得到：

式中：

—接收方對本地載波頻率f的計算過程；c

θr—載波相位；

θs—調制相位的估算值；

r(t)—信道噪聲。

本地載波經過低通濾波器處理后可得到：

同理可得到正交支路，并將其表示為：

在使用低通濾波器后，信號狀態(tài)可描述為：

通過式（16）與式（18）可以看出，在信噪比數(shù)值較大時，可忽略噪聲的影響。若要得到準確的決策結果，則一定要將的數(shù)值變得很小，可近似于0，而的數(shù)值也要近似于1，也就是將的數(shù)值接近于0。此外還可以得到以下結果：在任意小范圍區(qū)域中（通常在1、2個碼元連續(xù)時段內），如果載波頻率不處于同步狀態(tài)，那么能夠使用載波的相位進行補充，也就是只要就能夠得到準確的解調結果。在數(shù)字通信系統(tǒng)內，t的數(shù)值可利用模擬頻率對CNS信號的采樣頻率采取歸一化替代。

在此種狀態(tài)下，環(huán)路濾波器的輸入可描述為：

式（19）內，使用約等號是為了忽略噪聲項。因此，使用式（19）的偏差函數(shù)能夠自適應轉換本地解調載波相位θr，讓其符合為了將偏差降到最低，可將各個碼元分別調節(jié)一次。

4 基于CNS信號參數(shù)的碰撞風險分析

通過上述步驟可得到精準的CNS信號，為了深入研究CNS信號模擬的可靠性，將碰撞風險作為可靠性研究的前提，通過CNS參數(shù)對其進行分析。

若兩架飛機在相同高度飛行，可設定兩架飛機的原始水平間隙為D1，飛行時間為ΔT。如果通信、導航、監(jiān)視自身的定位偏差是互相獨立的[12]，則其偏航均滿足平均值是0的正態(tài)分布。

在相同高度層的兩架飛機間的水平間隙均小于飛機尺寸L的情況下，就可認定飛機間產生了碰撞，所以，兩架飛機發(fā)生碰撞的概率是：

因此，想要得到碰撞概率，就要計算出定位偏差σ，繼而要獲得CNS信號參數(shù)。

CNS的信號環(huán)境可劃分為所需導航性能（RNP）、所需通信性能（RCP）、所需監(jiān)視性能（RSP）三個方面。因此，將CNS信號參數(shù)表示為RNPa、RCPb、RSPc。a為導航準確度參數(shù)，單位是海里；b為通信處理時間，單位是秒；c為監(jiān)視刷新頻度，單位是次/秒。因此可建立以下公式：

式中：

σ1—導航所產生的水平間隙定位偏差；

σ2—通信所產生的水平間隙定位偏差；

σ3—監(jiān)視所產生的水平間隙定位偏差。

由此可得到飛機的碰撞概率為：

式中：

υ1、υ2—飛機巡航速率在兩架飛機連線內的分量。

5 仿真實驗

將所提方法與文獻[3]、文獻[4]方法進行不同信噪比條件下的解碼性能仿真對比。設置采樣率fs為300 MHz，信號載頻fc是80 MHz，CNS信號的碼元是15位m序列。分別進行解調準確率與傳輸耗時對比實驗。

5.1 解調準確率對比

三種方法的解調準確率對比結果如圖2所示。

從圖2可以看出，所提方法調解準確率為最佳，可高達98 %以上。這是由于所提方法使用了軟件無線電平臺，利用自適應調整本地載波達到高效調解的目的，提升信號的傳輸信噪比，增強信號的抗干擾能力。

5.2 傳輸耗時對比

下面對CNS信號的傳輸時長進行對比，信號傳輸次數(shù)設置為6次，具體結果如表1。

由表1

可知，所提方法的傳輸耗時最短，且時長均控制在3 s之內，可快速將飛行時需要的信號內容進行可靠傳輸，改善飛行安全性。而文獻[3]與文獻[4]方法的傳輸效率較低，難以保證飛行信號的即時性。

圖2 解調準確率對比

表1 傳輸耗時對比

6 結論

為了保證飛機的平穩(wěn)飛行，提出一種基于軟件無線電的飛行CNS信號模擬可靠性研究方法。首先建立軟件無線電平臺，利用CNS高動態(tài)信號模型與QAM調制信號方法，得到精準的CNS信號，使用CNS信號參數(shù)計算出飛行的碰撞概率。為了證明飛行CNS信號的可靠性，進行對比實驗，實驗結果表明，與傳統(tǒng)方法相比，所提方法擁有極強的自適應能力，且魯棒性強。