閃爍體探測器寬帶快速響應前置放大器設計

杜 君, 孟夏瑩

(電磁散射重點實驗室,上海200433)

0 引言

研發體積小、重量輕、功耗低、可靠性高的輻射劑量計一直是輻射測量所追求的目標。由于輻射源多種多樣,實際輻射中包含的粒子種類很多,所含輻射粒子的能量分布可能非常寬,因此輻射劑量計會有多種工作模式。輻射粒子會在輻射劑量計工作介質中產生電子-粒子對,受激物質產生發光現象,探測器將電離或發光信號轉換為電流信號,通過前置放大器放大電流信號,并通過處理和分析獲得輻射粒子的特性。

隨著光電倍增管(PMT)快速模式等輻射測量技術的發展,輻射測量中粒子識別的需求迫切。本文研究了一種響應快、帶寬寬的前置放大器電路,使輸出信號能高度恢復源信號真實的粒子構成。

1 輻射探測器

1.1 輻射探測器的分類

輻射探測器主要有累積測量輻射探測器和脈沖探測器兩種類型。累積測量輻射探測器采用連續電流信號測量方式工作,探測器輸出信號與輻射場中輻射粒子的能量密度和能量成正比,反映了輻射場的劑量貢獻。脈沖探測器結構較為復雜,但能提供輻射粒子的詳細特征信息,如輻射粒子能量、粒子質量、粒子的入射方向、粒子的種類等。脈沖探測器的一個輸出脈沖對應一個輻射粒子時間,也就是說一個輻射粒子進入脈沖輻射探測器通常就會引發一個脈沖信號。

塑料閃爍體探測器是用于γ和中子探測的常用輻射探測器,其應用范圍廣且具有良好的生物等效性。典型的塑料閃爍體探測器由光電倍增管、塑料閃爍體和反射層組成,如圖1所示。本文重點研究一種用于塑料閃爍體脈沖輻射探測器的電流放大技術。

圖1 塑料閃爍體探測器模型

1.2 輻射探測器的工作方式

中子的探測方法有核反沖法、核反應法、核裂變法與核活化法等。對于塑料閃爍體而言,其氫的含量密度大,可充分利用中子與氫核和碳核的彈性散射進行中子探測。核反沖法中反沖核能量E A與中子能量En、反沖角θ、反沖核質量數A的關系式為

相對于閃爍體中的氫核,碳核所獲得的入射中子的能量較少,故主要考慮氫核的核反沖。當粒子入射閃爍體后損失部分或全部能量,生成次級粒子,次級粒子使得閃爍體中的熒光物質(原子或分子)發生電離或激發。受激的原子或分子在退激后發出一定波長范圍的光子,這些光子直接或經多次反射后進入光導(或光纖),到達PMT的光陰極面,發生光電效應。產生的光電子在PMT內完成倍增過程,最后被陽極收集,輸出光電子電流脈沖。當輻射場的能量通量較低時,探測器的輸出電流脈沖相對較小,因此探測器需要具有較高的靈敏度。

通常情況下,探測器的電流輸出范圍為n A～m A,本文提出的高速脈沖電流放大電路,可以將100 n A級的電流轉換為電壓,經過濾波與數字化之后可以被后續單元記錄。

該輻射測量放大器電路,對常規的前置放大器電路和主放大電路[1]進行了簡化,這使得電路結構相對簡單,如圖2所示。

圖2 傳統及改進脈沖輻射探測器結構比較

2 弱電流放大測量技術

在輻射探測過程中,探測器的輸出信號往往較小,需要加以放大再進行測量。在能量頻譜和定時測量系統中,根據輸出信號保留的信息對前置放大器進行分類,可以分為積分型放大器和時電流型放大器兩類。

2.1 電壓靈敏前置放大器

電壓靈敏前置放大器是一種積分型放大器,如圖3所示。圖中:I為前置放大器的等效電流源,輸出電流為I(t);CD、CA、CS分別是電極間電容器、運算放大器A的輸入電容器和輸入端的分布電容器;Uo為輸出電壓。放大器的輸出信號幅度與輸入電流對時間的積分成正比,即輸出信號的幅度和探測器輸出的總電荷量Q成正比。

圖3 壓敏前置放大器電路

電流信號I t()攜帶的總電荷量Q的表達式為

式中:tw為信號的持續時間。總電容C的表達式為

假設放大器的輸入電阻足夠大,則輸入電流信號在輸入電容器上的積分為電壓信號Ui,其幅度等于Q/C,與Q成正比。輸入電壓信號Ui經電壓放大器放大后輸出,輸出電壓Uo的幅度與Q成正比。然而,由于輸入電流信號和增益的不穩定性,放大器的輸入電容CA可能會發生變化,這將使輸出電壓幅度不穩定。在對能量譜進行測量時,能量譜測量系統的分辨率將降低,信號幅度將顯著減小,系統的信噪比也將顯著降低。

2.2 電流靈敏前置放大器

電流靈敏前置放大器實質上就是并聯反饋電流放大器,如圖4所示。圖中:I為放大器等效電流源;I0為放大器A的輸入電流;IB為放大器A的輸出電流;Uos為放大器A的輸入失調電壓;R為反饋電阻器。放大器輸出電壓與輸入電流成正比。

圖4 電流敏感前置放大器電路

與電壓敏感型前置放大器相比,電流敏感型前置放大器具有更大的帶寬和更快的轉換速度,因此可以獲得更準確的時間信息,可應用于高采樣率場景。此外,可利用探測器中帶電粒子產生的電流脈沖的不同形狀來識別粒子類型,從而獲取有關電流脈沖形狀的更多信息。

實現電流輸入的電阻式放大有兩種方法,一種是分流安培計技術,另一種是反饋安培計技術,也叫做反饋電流電壓轉換技術[2]。電路分流安培計技術不適用于放大微弱信號,故本文采用的是反饋安培計技術。

根據圖4電路得到輸出電壓Uo表達式為

式中:GA為放大器增益。

通常情況下由于運算放大器的增益很高,且輸入失調電壓很小,或者通過補償等方式可以減小輸入失調電壓的影響,則輸出電壓可表示為

當運算放大器的輸入阻抗比采樣電阻大三個數量級以上時,輸出電壓可表示為

這就實現了輻射測量中電流-電壓的轉換與信號的放大。根據式(6)可知,采樣電阻越大,則電流測量電路的靈敏度越高。

輻射探測中前置放大單元是核心,輸出信號達到m V～V量級就可適用后續電路的放大或處理,經過濾波之后適用于數字化處理及數據記錄分析。

3 實驗電路設計與分析

3.1 弱電流放大測量電路設計

針對輻射測量中閃爍體探測器輸出的高速脈沖電流信號的波形信息獲取需求,利用高輸入阻抗與寬單位增益運算放大器,設計了用于閃爍體探測器的微弱電流放大測量電路,如圖5所示。該電路具有輸入失調電壓補償、零極點消除的功能。

圖5 弱電流放大測量電路

3.2 前置運算放大電路的穩定性

塑料閃爍體讀出的探測器電流信號的頻域很寬,可達百兆赫茲,因此運算放大器的穩定性問題不容忽視。為了避免振蕩的發生,可以通過極點補償或增加不穩定極點的阻尼系數來提高過渡頻率的增益和相位裕度[3]。當運算放大器周圍的反饋為阻性時,圖5所示運算放大器環路中的反饋電阻器R1會產生一個極點。該極點會產生過度的相移,并可能引起振蕩。傳遞函數為

式中:Uo1(s)為極點的輸出電壓,s為電路極點;I(s)為極點處電流;R1為電流放大電路的直流增益調整電阻;ζ為環路的阻尼系數;ω為閉環的固有頻率。

閉環的固有頻率ω可表示為

式中:GB是運算放大器的增益帶寬積;Ci為運算放大器反向輸入節點上的總電容;C1為與R1并聯的旁路電容。

環路的阻尼系數ζ可表示為

式中:GA0為運算放大器的直流開環增益。由R1Ci形成的極點為主極點[4]。系統在兩個區域保持穩定且與C1無關。第一個區域R1滿足

在該區域中,由反饋電阻與Ci產生的極點位于一個很高的頻率,此位置不會引起穩定性問題。

第二個區域R1滿足

R1介于這兩個區域之間時,并聯的小電容C1能引入足夠的阻尼以穩定環路。通常情況下Ci?C1,C1必須要滿足

這意味著,若運算放大器有較高的增益帶寬積,則需要的反饋電容C1較小,而環路帶寬較寬。研究選用的運算放大器LTC6268具有500 MHz的增益帶寬積和極小的輸入電容。反饋電容和反饋電阻決定了放大器頻率響應的一個極點fp。輸入信號頻率高于該極點頻率時,電路的放大性能就會顯著降低。fp為運算放大器的閉環帶寬,可表示為

表1為運算放大器的最優反饋電容C1和對應的最佳閉環帶寬fp對照表。

表1 最優反饋電容和對應的最佳閉環帶寬

3.3 零極點消除技術

不同輻射粒子在閃爍體探測器中的衰減時間不同,例如中子事件的衰減時間要比γ事件的衰減時間長,這也是粒子鑒別的關鍵。近年來新型的光電倍增管提供了新的信號讀出模式,即快信號讀出[4]。該信號讀出方式計時性能更好,也可以實現粒子鑒別。眾所周知,典型的輻射粒子探測脈沖持續時間僅為20 ns左右,經過前置放大器之后,信號會進一步延遲。零極點消除技術[5]可以進一步放大高速電流的時間間隔,提高信號的時間性能。

由運算放大器的穩定性分析[6]可知,電路的主極點為fp,簡化后的傳遞函數可以表示為

式中:H0為傳遞函數的常系數;τ1=R1C1為主極點對應的時間常數。脈沖輸出的下降后沿由τ1決定。

經分析可知,輸出信號是雙極性脈沖,有一定的下沖。通常情況下,脈沖下沖后沿與時間常數τ1具有相同數量級,這大大拉寬了信號的寬度。本文采用零極相消技術,可以使輸出電壓呈單極性指數衰減,且尾部衰減時間更短。圖5中的零極相消電路網絡由電阻器R2、R3和電容器C2構成。該電路網絡與前級的運算放大電路構成的傳遞函數為

式中:τ2=R2C2;τ=C2R2R3/(R2+R3)。 當τ1=τ2時,零極點相消。

對式(15)進行拉普拉斯逆變換得到輸出電壓Uo2的時域表達式為

式中:t為時間變量;Um是由運算放大器輸入和輸出電壓決定的常系數。

輸出電壓Uo2隨時間的衰減如圖6所示。可知,輸出電壓呈單極性指數衰減趨勢,采取零極點消除措施后衰減速度要快得多。

圖6 輸出電壓隨時間的衰減模擬曲線

3.4 中子探測實驗和結果

選用252Cf中子源作為實驗對象,探測器探頭由尺寸為130 mm×6 mm×6 mm的塑料閃爍體EJ-299-33A組成。示波器單位步長為100 ns,實驗輸出波形的脈沖寬度接近80 ns,如圖7所示。實驗結果表明:設計的具有快速響應能力的電路可以使脈沖信息更加完整。

圖7 脈沖信號讀出測試波形

通過實驗得到了能量譜密度(PSD)和信道(channel)的散布情況,如圖8所示。高門極的計算采用雙極分析法,低門極積分主要計算脈沖信號的快速分量,而高門極積分包括快速和慢分量。由于中子的慢速成分更多,因此中子的分布應在γ以上。

圖8 模擬的衰減時間

4 結論

隨著快信號讀出技術與后端采樣電子學技術的發展,對前置運算放大電路的要求也越來越高,因此對快響應、大帶寬的前置運算放大電路的研究是很有必要的。本文研制的新型前置運算放大電路閉環帶寬可達64 MHz,電流轉換范圍為n A～m A,電壓轉換范圍為m V～V,可以放大高速電流的時間間隔,得到的電流波形信息更為明確,能夠實現更加精確的能譜測量。